賈彥鈺, 李 賽

寧夏磐石檢研科技有限公司 銀川 750001

1 研究背景

光伏發(fā)電作為一種分布式新興能源發(fā)電技術(shù),具有安全、無污染、不受地域限制等優(yōu)點。同時,相對于傳統(tǒng)發(fā)電行業(yè),光伏發(fā)電也具有輸出電能質(zhì)量偏低、抗負載和抗干擾能力弱等缺點,這些缺點嚴重影響了光伏發(fā)電并網(wǎng)系統(tǒng)的安全可靠運行,增加了電力系統(tǒng)的負載[1-3]?？梢?提高光伏發(fā)電并網(wǎng)系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能,具有重要意義。

當電網(wǎng)末端阻抗參數(shù)出現(xiàn)較大幅度變化時,并網(wǎng)逆變器輸出電能的質(zhì)量往往會降低。針對這一問題,文獻[4]在文獻[5]的基礎(chǔ)上提出一種自適應(yīng)魯棒控制方案,建立并網(wǎng)逆變器魯棒模型,不需要對末端電網(wǎng)阻抗參數(shù)進行實時觀測,就能夠?qū)崿F(xiàn)電網(wǎng)阻抗參數(shù)在大范圍波動下的魯棒穩(wěn)定。文獻[6]采用一種基于二階廣義積分器的鎖相模塊,結(jié)合比例積分(PI)和比例諧振(PR)控制策略,實現(xiàn)電網(wǎng)在諧波和不平衡電壓下輸出高品質(zhì)電能的目的,并通過PSCAD軟件[7-8]驗證了研究的正確性和可行性。為了保證電網(wǎng)的安全、可靠運行,文獻[9]通過調(diào)整光伏發(fā)電并網(wǎng)逆變器的有功、無功功率,對光伏發(fā)電接入點的穿越電壓進行調(diào)整[10-11],保證系統(tǒng)經(jīng)濟、穩(wěn)定運行。

筆者介紹了LCL型光伏發(fā)電并網(wǎng)逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)和傳統(tǒng)PI電流環(huán)控制策略,在此基礎(chǔ)上進行改進優(yōu)化,提出一種基于PI與多重比例諧振(MPR)策略的光伏發(fā)電并網(wǎng)逆變器控制技術(shù)。對這一控制技術(shù)的可行性進行了討論,通過在系統(tǒng)中加入五次、七次諧波,驗證了控制技術(shù)對特定低次諧波具有良好的抑制作用,當負載參數(shù)發(fā)生突變時,還具有較好的動態(tài)響應(yīng)能力。

在仿真和試驗過程中,三相并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的負載和線路參數(shù)均相同,筆者以A相并網(wǎng)電流為例進行分析。

2 LCL型光伏發(fā)電并網(wǎng)逆變器拓撲結(jié)構(gòu)

LCL型光伏發(fā)電并網(wǎng)逆變器拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。圖1中,Udc為直流母線電壓,Cdc為直流側(cè)電容,u為逆變器輸出電壓,C為電容,uc為電容電壓,ic為電容電流,ug為并網(wǎng)電壓,i1為逆變器輸出電流,i2為并網(wǎng)電流,L1為逆變器側(cè)電感,R1為逆變器側(cè)電感串聯(lián)等效電阻,L2為并網(wǎng)側(cè)電感,R2為并網(wǎng)側(cè)電感串聯(lián)等效電阻。

圖1 LCL型光伏發(fā)電并網(wǎng)逆變器拓撲結(jié)構(gòu)

3 PI電流環(huán)控制原理

圖2 傳統(tǒng)PI電流環(huán)控制原理

在并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)中,PI電流環(huán)作為一種最為常見的控制策略,具有快速跟蹤參考指令電流的優(yōu)點,但對并網(wǎng)電流中諧波的抑制能力較弱。針對這一問題,筆者在傳統(tǒng)PI電流環(huán)控制的基礎(chǔ)上,提出一種基于PI與MPR策略的控制技術(shù)。這一控制技術(shù)在消除并網(wǎng)電流中低次諧波污染的基礎(chǔ)上,能夠提高系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)速度。

4 PR控制原理

PR控制能夠在特定次頻率處產(chǎn)生諧振,增大該頻率處的幅值增益,因此在逆變器控制系統(tǒng)中,對特定次頻率諧波具有良好的抑制能力。

傳統(tǒng)PR控制器的傳遞函數(shù)GPR1為:

(1)

式中:KP為比例因數(shù);KR為諧振因數(shù);ωc為截止角頻率。

傳統(tǒng)PR控制在截止角頻率ωc處的相位為0,幅值增益最大,但為了在特定次頻率處產(chǎn)生諧振,需要對式(1)進行改進,改進后的PR控制傳遞函數(shù)GPR2為:

(2)

式中:ω0為諧振角頻率。

傳統(tǒng)PR控制和改進后PR控制的幅頻、相頻特性曲線如圖3所示。

由圖3可以看出,當KP、KR、ωc、ω0完全相同時,相比于傳統(tǒng)PR控制傳遞函數(shù)GPR1,改進后的PR控制傳遞函數(shù)GPR2在諧振頻率處的相角范圍更寬,幅值增益更大,對參考指令信號具有更好的跟蹤能力。

5 MPR控制原理

光伏發(fā)電并網(wǎng)系統(tǒng)本身屬于非線性系統(tǒng),太陽光的不穩(wěn)定會導(dǎo)致并網(wǎng)電流中含有諧波污染,其中以五次、七次諧波較為明顯。改進后的PR控制只能在單一頻率處產(chǎn)生諧振,即只能對某一個頻率的低次諧波進行抑制。當需要對多個特定低次諧波進行抑制時,需要采用MPR控制。MPR控制的傳遞函數(shù)GMPR為:

(3)

式中:ω5為五次諧振角頻率;ω7為七次諧振角頻率。

圖3 PR控制特性曲線

MPR控制原理如圖4所示。圖4中,i*為含有五次、七次諧振頻率的參考指令電流,i為含有五次、七次諧振頻率的實際電流。

圖4 MPR控制原理

為了分析MPR控制中各參數(shù)對傳遞函數(shù)造成的影響,分別繪制KP、KR、ωc變化時MPR控制的特性曲線,依次如圖5、圖6、圖7所示。

由圖5、圖6可以看出,比例因數(shù)KP會直接影響MPR控制的帶寬和穩(wěn)定性,諧振因數(shù)KR會影響系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差,綜合考慮傳遞函數(shù)GMPR的動態(tài)和靜態(tài)穩(wěn)定性,應(yīng)滿足KR遠大于KP的條件。由圖7可以看出,截止角頻率ωc會影響系統(tǒng)跟蹤給定頻率交流信號的能力,筆者取ωc為3.14 rad/s。

6 基于PI與MPR策略的控制技術(shù)

傳統(tǒng)PI電流環(huán)控制通常將電流變換到dq坐標系下進行控制,dq坐標系下PI電流環(huán)控制原理如圖8所示。

圖5 KP變化時MPR控制特性曲線

圖6 KR變化時MPR控制特性曲線

圖7 ωc變化時MPR控制特性曲線

圖8 dq坐標下PI電流環(huán)控制原理

圖8中,PI控制的傳遞函數(shù)GPI(s)為:

GPI(s)=KP+KI/s

(4)

并網(wǎng)電流與參考指令電流的誤差在αβ坐標系下可以寫為eα(t)、eβ(t),經(jīng)過Park變換可以得到dq坐標系下的誤差量,通過PI控制,再經(jīng)過Park逆變換,最后得到αβ坐標系下的控制信號uα(t)、uβ(t)。

PI電流環(huán)控制雖然可以提高系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)速度,但是對并網(wǎng)電流中存在的低次諧波,尤其是五次、七次諧波,抑制能力較弱,因此,基于PI與MPR策略的光伏發(fā)電并網(wǎng)逆變器控制技術(shù)既能夠提高系統(tǒng)的動態(tài)特性,又可以保證并網(wǎng)電流的質(zhì)量。基于PI與MPR策略的控制技術(shù)原理如圖9所示。

圖9 基于PI與MPR策略的控制技術(shù)原理

應(yīng)用基于PI與MPR策略的光伏發(fā)電并網(wǎng)逆變器控制技術(shù),由于dq軸下的電流存在相互耦合,耦合項會影響系統(tǒng)的控制性能,因此需要對d軸電流和q軸電流進行解耦處理。引入解耦環(huán)節(jié)后基于PI與MPR策略的控制技術(shù)原理如圖10所示。

圖10 引入解耦環(huán)節(jié)后基于PI與MPR策略的控制技術(shù)原理

dJO=3ωL1I1q-(3ω2L1Cf+1)uCd-(2ωL1+ω3L1CfL2)I2q+ω2L1Cfugd

(5)

qJO=-3ωL1I1d-(3ω2L1Cf+1)uCq-(2ωL1+ω3L1CfL2)I2d+ω2L1Cfugq

(6)

式中:ugd、ugq為并網(wǎng)電壓在dq軸下的分量;I1d、I1q為逆變器輸出電流在dq軸下的分量;I2d、I2q為并網(wǎng)電流在dq軸下的分量;uCd、uCq為電容電壓在dq軸下的分量;Cf為逆變器側(cè)電容;ω為角頻率。

逆變器傳遞函數(shù)為:

(7)

PI電流環(huán)控制能夠?qū)崿F(xiàn)對直流參考電流的無誤差跟蹤,MPR控制可以對并網(wǎng)電流中五次、七次等低次諧波進行有效抑制。

為了驗證基于PI與MPR策略控制技術(shù)的正確性,分別繪制PI電流環(huán)控制和MPR控制下,從參考指令信號到誤差信號的脈沖傳遞函數(shù)幅頻特性曲線,如圖11所示。

圖11 脈沖傳遞函數(shù)幅頻特性曲線

由圖11可以看出,兩種控制的誤差在第一個周期內(nèi)均能夠收斂,即兩種控制的動態(tài)響應(yīng)時間相同,不存在由于響應(yīng)時間不同而導(dǎo)致的周期性誤差,因此,不需要對相角進行補償就可以保證并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)控制,由此驗證了所提控制技術(shù)的正確性。

7 仿真分析

在Matlab/Simulink中搭建LCL型光伏發(fā)電并網(wǎng)逆變器仿真模型,設(shè)開關(guān)頻率為10 kHz,Udc為80 V,Cdc為4 700μF,Cf為20μF,L1為5 mH,L2為0.5 mH,C為400μF,為了驗證所提控制技術(shù)對特定次諧波的抑制能力,在仿真模型中添加5%五次諧波和5%七次諧波,A相并網(wǎng)電流波形如圖12所示。

圖12 A相并網(wǎng)電流波形

由圖12可以看出,當向光伏發(fā)電并網(wǎng)逆變器模型中注入五次、七次諧波時,PI電流環(huán)控制下A相并網(wǎng)電流波形正弦穩(wěn)定性較差,且波峰、波谷處紋波較多,并網(wǎng)電能質(zhì)量較差。采用基于PI與MPR策略的控制技術(shù),A相并網(wǎng)電流波形得到明顯改善。

為了具體分析兩種控制對五次、七次諧波的抑制能力,對兩種控制下的A相并網(wǎng)電流進行諧波電流占比和諧波電流畸變率分析。兩種控制下A相并網(wǎng)電流中諧波電流占比如圖13所示。

當向并網(wǎng)逆變器模型中加入5%五次諧波和5%七次諧波后,PI電流環(huán)控制下A相并網(wǎng)電流基波電流幅值為10.75 A,諧波電流畸變率為5.71%,不能滿足諧波電流畸變率小于5%的并網(wǎng)要求。采用基于PI與MPR策略的控制技術(shù),A相并網(wǎng)電流基波電流幅值為10.18 A,諧波電流畸變率為2.03%,滿足并網(wǎng)要求,五次和七次諧波得到有效抑制。

圖13 A相并網(wǎng)電流諧波電流占比

8 試驗分析

為了驗證基于PI與MPR策略的光伏發(fā)電并網(wǎng)逆變器控制技術(shù)是否能夠提高系統(tǒng)的動態(tài)特性,搭建了LCL型光伏發(fā)電并網(wǎng)逆變器試驗平臺,如圖14所示,電路參數(shù)與仿真參數(shù)相同。

圖14 光伏發(fā)電并網(wǎng)逆變器試驗平臺

為了驗證基于PI與MPR策略的控制技術(shù)對系統(tǒng)動態(tài)特性的改善程度,使系統(tǒng)在穩(wěn)態(tài)運行過程中負載參數(shù)發(fā)生突變,兩種控制下A相并網(wǎng)電流的動態(tài)試驗波形如圖15所示。

圖15 A相并網(wǎng)電流動態(tài)試驗波形

從圖15可以看出,當80 ms負載參數(shù)發(fā)生突變時,PI電流環(huán)控制下光伏發(fā)電并網(wǎng)逆變器A相并網(wǎng)電流的調(diào)節(jié)時間為45 ms。應(yīng)用基于PI與MPR策略的控制技術(shù),光伏發(fā)電并網(wǎng)逆變器A相并網(wǎng)電流的調(diào)節(jié)時間為30 ms。

由圖15可見,基于PI與MPR策略的控制技術(shù)可以有效縮短負載突變時系統(tǒng)的調(diào)節(jié)時間,提高系統(tǒng)的動態(tài)特性。

9 結(jié)束語

筆者提出基于PI與MPR策略的光伏發(fā)電并網(wǎng)逆變器控制技術(shù),經(jīng)過仿真和試驗,確認可以有效抑制并網(wǎng)電流中存在的較為嚴重的五次、七次等低次諧波,在負載參數(shù)發(fā)生突變時,能夠保證系統(tǒng)具有良好的動態(tài)特性,提高系統(tǒng)在負載、線路發(fā)生突變時的抗擾動能力。