樊 軼, 陸 凡, 王文軒, 劉明祥

(南瑞集團(tuán)(國網(wǎng)電力科學(xué)研究院)有限公司，南京 211000)

隨著環(huán)境污染及能源短缺日益嚴(yán)重，世界各國越來越注重對可再生清潔能源的開發(fā)與利用，太陽能由于分布廣泛、可以直接被利用等特點得到廣泛應(yīng)用[1]。按照光伏發(fā)電系統(tǒng)與電網(wǎng)的關(guān)系，光伏發(fā)電系統(tǒng)可分為離網(wǎng)型和并網(wǎng)型光伏發(fā)電系統(tǒng)兩類[2]，在并網(wǎng)系統(tǒng)中光伏并網(wǎng)逆變器作為能量變換的核心部分，對于整個系統(tǒng)的性能具有重要的影響?？紤]到光伏陣列輸出電壓較低且變化范圍較寬，且在中、小功率等級系統(tǒng)中，非隔離型拓?fù)湎噍^隔離型拓?fù)渚哂型負(fù)湫问胶唵?、效率高及造價便宜等優(yōu)勢[3]，最終采用兩級式的非隔離型逆變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)作為研究對象。

目前，兩級式單相光伏并網(wǎng)逆變器較為常見的控制策略包括以下幾種：文獻(xiàn)[4]所述的傳統(tǒng)的兩級式控制策略，前級DC/DC變換器負(fù)責(zé)實現(xiàn)最大功率點跟蹤(maximum power point tracking，MPPT)以及電壓抬升的功能，后級DC/AC變換器實現(xiàn)并網(wǎng)電流控制。區(qū)別于傳統(tǒng)控制策略的控制思想，文獻(xiàn)[5]提出一種分時復(fù)合控制策略，系統(tǒng)中開關(guān)管只有一部分進(jìn)行高頻工作，另一部分處于工頻開關(guān)或者不工作的狀態(tài)。與分時復(fù)合控制策略核心控制原理類似，文獻(xiàn)[6]提出一種雙模式雙載波正弦脈寬調(diào)到(sinusoidal pulse width modulation, SPWM)控制策略，其中一種應(yīng)用拓?fù)淝凹墳榻诲e并聯(lián)Boost變換器，后級為全橋逆變電路，控制方法的電路工作模態(tài)與文獻(xiàn)[5]所述類似。

現(xiàn)在分時復(fù)合控制原理結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，提出一種帶有MPPT算法的改進(jìn)控制方案，并對光伏側(cè)電壓二次脈動產(chǎn)生的根本原因及抑制方法進(jìn)行了分析，給出了基于分時復(fù)合控制策略的輸入端解耦電容的優(yōu)化設(shè)計。最后，結(jié)合詳細(xì)的損耗分析計算對比分析了兩級式光伏并網(wǎng)逆變器的傳統(tǒng)控制策略及改進(jìn)分時復(fù)合控制策略，利用MATLAB/Simulink軟件進(jìn)行了仿真分析，并搭建了兩臺原理樣機進(jìn)行實驗驗證。

1 帶有MPPT算法的分時復(fù)合控制策略原理

1.1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

傳統(tǒng)控制策略下的兩級式光伏并網(wǎng)逆變器具有實現(xiàn)簡單、動態(tài)響應(yīng)好、控制穩(wěn)定性強和方便實驗調(diào)試等優(yōu)點，但也存在開關(guān)損耗大、母線電容體積大及轉(zhuǎn)換效率較低的缺點[7]。為了克服傳統(tǒng)控制方法存在的問題，改善變換器特性，文獻(xiàn)[5]提出了一種采用分時復(fù)合控制的兩級式并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)，如圖1所示，即在傳統(tǒng)兩級式并網(wǎng)逆變器的前級Boost電路輸入側(cè)跨接一個旁路二極管Db。

其控制原理如圖2所示，當(dāng)前級Boost斬波電路工作在高頻調(diào)制狀態(tài)時，后級全橋逆變器的開關(guān)管保持工頻開關(guān)(即Vin<|vAC|，稱為“Boost模式”)；反之，當(dāng)后級全橋逆變器處在高頻工作狀態(tài)時，前級Boost電路不工作(即Vin>|vAC|，稱為“Buck模式”)，Boost輸入電感Lb及續(xù)流二極管Dc被短路，光伏陣列輸出能量經(jīng)過Db向后級傳輸。因此，相比采用傳統(tǒng)控制策略的兩級式并網(wǎng)逆變器，采用分時控制策略時器件的開關(guān)次數(shù)要少得多，從而開關(guān)損耗也得到減少，有利于提高系統(tǒng)效率。同時，采用分時復(fù)合控制的前級Boost電路輸出電壓(即系統(tǒng)母線電壓)不需要像傳統(tǒng)控制策略一樣保持恒定，為此，母線電容的容值可以得到顯著減小，傳統(tǒng)控制中母線采用的大體積電解電容可以用體積較小的薄膜電容來代替。

圖1 分時復(fù)合控制光伏并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)

圖2 分時復(fù)合控制原理示意簡圖

此外，分時復(fù)合控制策略下針對“Buck”和“Boost”兩種模式的并網(wǎng)電流環(huán)路分析與小信號建模已在文獻(xiàn)[8-9]中給出了詳細(xì)推導(dǎo)。

1.2 光伏側(cè)電壓二次脈動分析與抑制

光伏陣列輸出電壓脈動會導(dǎo)致其利用率降低，因此，為了保證光伏陣列利用率在要求之內(nèi)，需要在逆變電路或者在光伏陣列輸出端增加電解電容作為能量解耦單元。但加入解耦電容后，光伏陣列輸出電壓仍然存在二次脈動，若采用此電壓作為MPPT外環(huán)的實時反饋信號，會對最大功率點跟蹤算法造成干擾，導(dǎo)致算法產(chǎn)生誤判，因此在進(jìn)行調(diào)節(jié)之前，還需要通過加入二次脈動抑制環(huán)節(jié)對電壓脈動進(jìn)行抑制。為此，首先對系統(tǒng)輸入側(cè)二次諧波電壓的產(chǎn)生進(jìn)行說明。

圖3所示為光伏并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)簡圖，其中并網(wǎng)逆變器功率因數(shù)(PF)接近1，則此時網(wǎng)側(cè)輸出功率可以表示為

pg(t)=vg(t)ig(t)=VgIg·2sin2(ωot)=

Po·2sin2(ωot)

(1)

式(1)中：Vg、Ig分別為網(wǎng)側(cè)電壓、電流的有效值；ωo為電網(wǎng)電壓角頻率。

圖3 光伏并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)簡圖

首先，假設(shè)光伏陣列工作于最大功率點處，并且輸入電容CPV兩端電壓為一恒定直流量，則有vin=UMPP。忽略電路中的能量損耗，由功率守恒得：Po=PMPP=UMPPIMPP。此時，流入變換器的電流為

IMPP·2sin2(ωot)

(2)

流過輸入電容CPV的電流為

iCPV=IMPP-iin=IMPP[1-2sin2(ωot)]

(3)

(4)

為了防止輸入側(cè)電壓的二次脈動對MPPT算法造成誤判，在輸入電壓采樣與MPPT環(huán)路的電壓反饋之間需要加入一個諧振控制器，此控制器僅對二次諧波分量進(jìn)行衰減(二次諧波陷波器)[10]，將采樣電壓中的二次脈動濾除或使其大幅減小，從而達(dá)到提高M(jìn)PPT算法精確度的目的。光伏陣列輸出電壓中存在的脈動頻率為兩倍電網(wǎng)電壓角頻率(100 Hz)，因此，對應(yīng)不同Q(品質(zhì)因數(shù))下諧振控制器傳遞函數(shù)的伯德圖如圖4所示，為了保證較好的濾波效果，Q的取值范圍一般在0.5～1.5。

圖4 不同品質(zhì)因數(shù)(Q)下諧振控制器傳遞函數(shù)幅頻、相頻曲線

圖5 分時復(fù)合控制光伏并網(wǎng)逆變器控制框圖

1.3 帶有MPPT算法的改進(jìn)型分時復(fù)合控制策略的實現(xiàn)

對于光伏并網(wǎng)逆變器而言，將光伏陣列輸出能量最大化地傳送至網(wǎng)側(cè)是整個控制系統(tǒng)的一個重要組成環(huán)節(jié)，因此提出一種帶有MPPT算法的改進(jìn)型分時復(fù)合控制策略，其控制思想為：輸入功率采樣和功率控制環(huán)節(jié)作為外環(huán)控制，保證光伏系統(tǒng)向電網(wǎng)輸送功率最大；電網(wǎng)電壓、電流采樣和SPWM調(diào)制環(huán)節(jié)作為內(nèi)環(huán)控制，保證優(yōu)良的并網(wǎng)電流質(zhì)量，控制框圖如圖5所示。

外環(huán)控制部分采樣光伏陣列輸出電壓、電流，通過MPPT算法(選取擾動觀察法，P&O)得到MPPT電壓環(huán)的電壓給定Vref；同時，將采樣得到的光伏陣列輸出電壓vPV經(jīng)過數(shù)字二次陷波器濾除二次諧波分量，作為電壓環(huán)的電壓反饋。上述兩個電壓信號之差經(jīng)PI調(diào)節(jié)器，得到并網(wǎng)電流幅值的給定信號Iref再與相位信號相乘，獲得完整的并網(wǎng)電流給定信號iref；此外，將MPPT算法得出的光伏陣列輸出電壓參考值Vref和電網(wǎng)電壓瞬時絕對值|vAC|進(jìn)行比較，判斷系統(tǒng)工作于“Buck”或“Boost”工作模式，針對不同的工作模式采用1.1節(jié)所述的不同進(jìn)網(wǎng)電流控制策略。

1.4 分時控制策略下光伏側(cè)功率解耦電容的優(yōu)化設(shè)計

當(dāng)光伏電池的輸出電壓存在脈動時，將會導(dǎo)致光伏電池的輸出功率相較沒有電壓脈動時的功率小。根據(jù)式(4)可得解耦電容表達(dá)式：

(5)

選擇光伏產(chǎn)品：韓華SF220 Poly x-tra系列235wp組件(多晶硅)為1 kW光伏系統(tǒng)提供能量，根據(jù)式(1)～式(5)得到1 kW功率等級下，光伏陣列輸出側(cè)解耦電容容值為

(6)

圖6為基于分時復(fù)合控制的變換器輸入/輸出電壓、電流波形示意圖，變換器的輸入電流由兩部分組成，分別對應(yīng)“Buck”和“Boost”工作階段(不考慮電流紋波)，此時假設(shè)光伏陣列輸出電流為一直流量IPV，可以得到一個周期內(nèi)分時復(fù)合控制下輸入側(cè)電容電流icin的有效值如式(7)所示。

(7)

式(7)中，θ1=28.8π/180，θ2=115.2π/180，Vin=150 V，則Icin=4.52 A。

圖6 分時復(fù)合控制變換器輸入/輸出電壓、電流波形

綜上所述，輸入電容需要滿足如下要求：容值CPV=872 μF，二次脈動電流有效值Icin=4.52 A。

2 改進(jìn)型分時復(fù)合控制策略及傳統(tǒng)控制策略下系統(tǒng)損耗分析及對比

變換器的損耗分析在提高系統(tǒng)效率以及功率密度方面有著重要指導(dǎo)意義[12]，文獻(xiàn)[13-14]提出的損耗分析方法忽略了開關(guān)器件之間相互影響，仍然存在不足，為此，基于文獻(xiàn)[15]提出的針對逆變器的損耗分析方法進(jìn)行系統(tǒng)損耗分析。

2.1 傳統(tǒng)控制策略系統(tǒng)損耗分析

傳統(tǒng)控制下兩級式系統(tǒng)拓?fù)鋮⒖嘉墨I(xiàn)[4]。表1所示為電路的相關(guān)參數(shù)，表2所示為逆變系統(tǒng)元器件參數(shù)。表3所示為傳統(tǒng)控制下前級電路開關(guān)器件的損耗。表4所示為傳統(tǒng)控制下后級電路開關(guān)器件的損耗。表5所示為傳統(tǒng)控制下儲能元件的損耗。

表1 電路相關(guān)參數(shù)

表2 逆變系統(tǒng)元器件參數(shù)

表3 傳統(tǒng)控制下前級電路開關(guān)器件損耗

表4 傳統(tǒng)控制下后級電路開關(guān)器件損耗

2.2 分時復(fù)合控制策略系統(tǒng)損耗分析

分時復(fù)合控制下的開關(guān)管工作區(qū)間示意圖如圖7所示。結(jié)合圖2可知，分時復(fù)合控制下的電路開關(guān)器件損耗存在于“Buck”和“Boost”兩種情況。

表5 傳統(tǒng)控制下系統(tǒng)儲能元件損耗

(1)“Buck”工作模式開關(guān)器件損耗。圖7中的A區(qū)域所示時間周期為[0,To1]，并且對應(yīng)角度θo1=arcsin(Vin/Vgm)=0.503 rad。因此，To1=θo1/(2πfo)=1.601×10-3s，且ToA=To1。同時，在A區(qū)域內(nèi)開關(guān)器件動作次數(shù)為：NA=To1/Ts=32.026，即為32次。可以得到在A區(qū)域內(nèi)電路開關(guān)器件損耗見表6。

圖7 分時復(fù)合控制下開關(guān)管工作區(qū)間示意圖

表6 基于分時復(fù)合控制的“Buck”工作模式開關(guān)器件損耗

(2)“Boost”工作模式開關(guān)器件損耗。圖7中B區(qū)域所示時間周期為[To1,To2]，在此區(qū)域中Vbus(n)=Vg(n)，并且對應(yīng)角度θo2=π-θo1=2.639 rad。

因此，To2=θo2/(2πfo)=8.399×10-3s，則ToB=To2-To1。同時，在B區(qū)域內(nèi)開關(guān)器件動作次數(shù)為NB=To2/Ts=167.974，即為168次?？梢缘玫皆贏區(qū)域內(nèi)電路開關(guān)器件損耗，見表7。

(3)系統(tǒng)儲能元件損耗。表8所示為分時復(fù)合控制下系統(tǒng)儲能元件的損耗。

表7 基于分時復(fù)合控制的“Boost”工作模態(tài)開關(guān)器件損耗

表8 改進(jìn)型分時復(fù)合控制下系統(tǒng)儲能元件損耗

2.3 兩種控制策略系統(tǒng)效率比較

在開關(guān)管損耗方面，分時復(fù)合控制中損耗主要集中為：Boost開關(guān)管的開關(guān)損耗、二極管損耗以及全橋部分工頻管的導(dǎo)通損耗；相應(yīng)地，傳統(tǒng)控制中損耗主要集中為：Boost開關(guān)管開關(guān)損耗以及全橋部分高頻管的開關(guān)損耗；并且分時控制中電路各部分的開關(guān)損耗要低于傳統(tǒng)控制方法。

在儲能元件損耗方面，分時復(fù)合控制中輸入電感損耗要比傳統(tǒng)控制方法的損耗值低；同時，由于分時復(fù)合控制中母線電容將電解電容優(yōu)化為薄膜電容，則其寄生電阻要小的多，因此對應(yīng)損耗也要小一個數(shù)量級；此外，雖然改進(jìn)型分時復(fù)合控制中，系統(tǒng)比傳統(tǒng)控制要多一項輸入電容，但其損耗并不大。

3 仿真及實驗分析

3.1 參數(shù)介紹

針對上述分析，分別對基于傳統(tǒng)控制策略及分時復(fù)合控制策略的兩級式單相光伏并網(wǎng)逆變器進(jìn)行了仿真和實驗研究。具體電路參數(shù)如表9所示，其中光伏陣列采用可調(diào)直流源串聯(lián)功率電阻模擬。

表9 光伏并網(wǎng)逆變器相關(guān)參數(shù)

3.2 系統(tǒng)仿真研究

圖8所示為改進(jìn)型分時復(fù)合控制策略下光伏陣列輸出電壓、電流波形，其中，低頻脈動表示輸入電壓受到擾動追蹤最大功率點的過程，而高頻分量即為二次諧波電壓，由仿真可以看出，根據(jù)基于分時復(fù)合控制策略的MPPT算法實現(xiàn)方法，光伏陣列能夠很好地追蹤光伏陣列的最大功率點。圖9所示為光伏陣列輸出電壓的采樣信號經(jīng)過諧振控制器前后的電壓波形以及MPPT算法輸出的給定電壓Vref的波形。由仿真波形可以看出，實時采樣的電壓信號包含明顯的二次諧波分量，而經(jīng)過諧振控制器的電壓波形中二次諧波基本被濾除，采用濾波后的電壓信號進(jìn)行MPPT運算，能夠消除輸入電壓中二次脈動分量對最大功率點跟蹤算法造成的干擾，有效防止最大功率點跟蹤算法的誤判，同時提高追蹤效率。

圖8 分時復(fù)合控制最大功率點跟蹤仿真波形

3.3 系統(tǒng)實驗驗證

圖10～圖14為相關(guān)實驗波形，分別對應(yīng)改進(jìn)分時復(fù)合控制策略下MPPT動態(tài)跟蹤波形、Boost電感電流波形iLb、母線電容電壓波形Vbus以及橋臂間電壓波形VAB、傳統(tǒng)控制下及分時復(fù)合控制下驅(qū)動/并網(wǎng)電壓/并網(wǎng)電流波形。通過實驗波形可以看出，改進(jìn)型分時復(fù)合控制策略可實現(xiàn)MPPT跟蹤，并網(wǎng)電流質(zhì)量良好。

圖10 改進(jìn)型分時復(fù)合控制下MPPT動態(tài)過程

圖11 分時復(fù)合控制輸入電感電流及母線電壓實驗波形

圖12 分時復(fù)合控制橋臂間電壓及輸入電感電流實驗波形

圖13 分時復(fù)合控制驅(qū)動、并網(wǎng)電壓、電流實驗波形

圖14 傳統(tǒng)控制驅(qū)動、并網(wǎng)電壓、電流實驗波形

表10、表11分別為基于傳統(tǒng)及改進(jìn)型分時復(fù)合控制策略的光伏并網(wǎng)系統(tǒng)實驗測試數(shù)據(jù)，可以看出：改進(jìn)型分時復(fù)合控制策略有利于提高光伏并網(wǎng)逆變器的效率，同時結(jié)合圖13、圖14還可看出，改進(jìn)型分時控制策略較傳統(tǒng)控制策略并網(wǎng)電流總諧波朱真(total harmonic distortion, THD)略差。

表10 基于傳統(tǒng)控制的實驗測試數(shù)據(jù)

表11 基于改進(jìn)型分時復(fù)合控制的實驗測試數(shù)據(jù)

4 結(jié)論

(1)基于兩級式并網(wǎng)逆變器分時復(fù)合控制原理，提出一種帶MPPT算法的改進(jìn)方案。

(2)分析了光伏側(cè)電壓二次脈動產(chǎn)生原因及抑制方法，給出了輸入側(cè)解耦電容的優(yōu)化設(shè)計。

(3)針對改進(jìn)型分時復(fù)合控制策略及傳統(tǒng)控制策略進(jìn)行了詳細(xì)的損耗分析。

(4)搭建了MATLAB/Simulink仿真模型，對提出的相關(guān)控制策略進(jìn)行仿真，并在此基礎(chǔ)上建立了完善的實驗驗證平臺，仿真和實驗結(jié)果驗證了文中改進(jìn)型控制策略的正確有效性。

兩種策略對比得到：相同功率等級下，改進(jìn)型分時復(fù)合控制策略具有比傳統(tǒng)控制策略損耗小、效率高、整機體積小的優(yōu)點，但也存在并網(wǎng)電流THD較傳統(tǒng)控制策略略差的問題。