趙乃新，王文宇

（齊齊哈爾大學(xué) 計(jì)算機(jī)與控制工程學(xué)院，黑龍江 齊齊哈爾 161006）

0 引 言

Buck-Boost變換器作為模塊化電源的一種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，大量應(yīng)用于通信、新能源發(fā)電等領(lǐng)域。在實(shí)際的工程應(yīng)用如光伏發(fā)電等新能源發(fā)電中，產(chǎn)生的直流電存在不可控性、間斷時(shí)間長等缺點(diǎn)。受季節(jié)和氣候的影響，直流變換器輸入電壓波動較大。因此，要求變換器具有較寬的輸入電壓范圍[1]。

兩級式拓?fù)鋸V泛應(yīng)用于實(shí)現(xiàn)寬輸入電壓范圍的場合[2]，常采用Buck型變換器作為輸入端，Boost變換器應(yīng)用輸出端的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。但是，針對兩級式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，梁勇等[3]提出的兩模式控制未考慮開關(guān)管實(shí)際占空比的影響。開關(guān)管的占空比在工程應(yīng)用中受到開關(guān)器件頻率的影響，占空比達(dá)不到極限，當(dāng)變換器輸入電壓接近上限電壓時(shí)，在切換區(qū)域出現(xiàn)輸出電壓失調(diào)的問題。李山等[4]提出了三模式切換的控制策略，通過在Buck和Boost兩種變換模式間加入了一種非傳統(tǒng)的升降壓模式，提出了Buck-Boost變換器的三模式切換的控制策略，解決了電壓失調(diào)的問題。但是，這種非傳統(tǒng)的Buck-Boost模式中使用的MOSFET接受觸發(fā)信號后具有可以雙向?qū)ǖ奶匦訹5]，使得電感電流存在反向流動的情況，同樣會造成輸出電壓的不穩(wěn)定。由于Buck-Boost變換器的三模式切換復(fù)雜，目前尚未有文獻(xiàn)建立精確的數(shù)學(xué)模型，使得Libin、Yang等[6-7]設(shè)計(jì)的這一類需要控制對象精確數(shù)學(xué)模型的控制方法無法使用。需要使用Anna、Aldo等[8-9]研究的這一類不依賴其數(shù)學(xué)模型而利用經(jīng)驗(yàn)和知識整定參數(shù)的控制方法。適用于這種模型和切換策略復(fù)雜的變換器，在DC-DC變換器的控制中一般使用PID控制算法，以產(chǎn)生變換器工作時(shí)的控制信號[10]，模糊控制與PID控制二者結(jié)合可以對該類控制對象起到良好的控制效果。

1 四開關(guān)升降壓變換器設(shè)計(jì)

1.1 主電路設(shè)計(jì)

電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，S1和S2組成Buck單元，S3和S4組成Boost單元，設(shè)計(jì)S1、S2控制信號反相，S3、S4控制信號反相。針對MOSFET導(dǎo)通后電流，可以通過開關(guān)管雙向流動的問題，在電感側(cè)串聯(lián)二極管阻斷反向流動電流。

電路工作在Boost模式時(shí)，S1常閉，S2常開，S3、S4不同時(shí)通斷，如圖2（a）所示。輸出電壓為：

電路工作在Buck-Boost模式時(shí)，S1、S3同時(shí)通斷，S2、S4同時(shí)通斷，如圖2（b）所示。輸出電壓為：

電路工作在Buck模式，S3常斷，S4常通，S1、S2不同時(shí)通斷，如圖2（c）所示。輸出電壓為：

式（1）、式（2）及式（3）中，D為控制信號占空比。

圖1 主電路及控制電路原理圖

圖2 三種模式下電感電流流動方向

1.2 切換策略設(shè)計(jì)

S1～S4的驅(qū)動波形如圖3所示，并在圖3中給出了3種模式輸入電壓的范圍。根據(jù)輸入電壓的變化，相應(yīng)的控制策略為：（1）當(dāng)輸入電壓低于期望輸出電壓時(shí)，用Boost模式升高電壓；（2）當(dāng)輸入電壓高于期望輸出電壓時(shí)，用Buck模式降低電壓；（3）在兩模式中引入Buck-Boost模式，以達(dá)到平滑切換的目的。

開關(guān)管占空比為D，D∈[Dmin,Dmax]。規(guī)定Boost模式電源模塊電壓上限為ubmax，Buck模式電源模塊電壓下限為ubmin，并且有ubmax＜ubmin。當(dāng)輸入電壓大小uin＜ubmax，電路工作在Boost模式輸入范圍[(1-Dmax)uo,(1-Dmin)]；當(dāng)輸入電壓ubmax＜uin＜ubmin，電路工作在Buck-Boost模式，輸入范圍[(1-Dmax)uo/Dmax,(1-Dmin)uo/Dmin]；當(dāng)uin＜ubmin，電路工作在Buck模式，輸入范圍[uo/Dmax,uo/Dmin]。

圖3 開關(guān)管驅(qū)動波形圖

取U1=ubmax-uin，U2=uin-ubmin為模式切換控制信號，控制圖1中控制單元6個(gè)開關(guān)的通斷來改變控制電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，使得偏置電壓和控制信號加在不同的開關(guān)管觸發(fā)端，給應(yīng)該常開或常斷的開關(guān)管加恒定的正電壓或負(fù)電壓，給接收PWM波形控制的開關(guān)管接通控制信號的通路，從而實(shí)現(xiàn)對主電路模式切換的控制。相應(yīng)的開關(guān)動作策略如表1所示，表中0表示斷，1表示通。相應(yīng)的仿真模型如圖4所示。

表1 控制模塊開關(guān)通斷策略

2 模糊PID控制器設(shè)計(jì)

圖4 控制單元仿真模型

PID控制具有結(jié)構(gòu)簡單、抗擾動能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)。傳統(tǒng)的PID控制參數(shù)的設(shè)計(jì)依賴于對控制對象建立精確的數(shù)學(xué)模型，對于較為復(fù)雜的DC-DC變換電路存在非線性、難建模的問題，給控制器的設(shè)計(jì)帶來了困難。本文使用模糊PID控制的方法是PID差錯(cuò)控制技術(shù)中的一種，通過檢測系統(tǒng)的動態(tài)變化調(diào)整Kp、Ki、Kd的參數(shù)，使其適應(yīng)系統(tǒng)的動態(tài)變化，實(shí)時(shí)匹配被控對象。

取輸出電壓偏差e和電壓偏差的變化率ec作為控制器的輸入，計(jì)算后的輸出量為ΔKp、ΔKi、ΔKd。由于模糊規(guī)則難以通過具體的數(shù)學(xué)邏輯推導(dǎo)，故進(jìn)行大量的仿真實(shí)驗(yàn)得到如表2～表4所示的關(guān)于比例、積分、微分的規(guī)則表。其中，字母含義為：NB（負(fù)大）、NS（負(fù)?。?、ZO（零點(diǎn)）、PS（正?。?、PB（正大）。利用Matlab的模糊工具箱，建立mamdani型模糊控制器，隸屬函數(shù)選取高斯型，使用面積中心法解模糊。

表2 比例環(huán)節(jié)模糊規(guī)則表

表3 積分環(huán)節(jié)模糊規(guī)則表

表4 微分環(huán)節(jié)模糊規(guī)則表

3 仿真實(shí)驗(yàn)

在Simulink平臺上搭建仿真電路。負(fù)載電阻8 Ω，L=7.23×10-6H，C=0.26×10-3F，開關(guān)頻率50 kHz，電感電流不連續(xù)。輸入電壓分為3個(gè)階梯20 V、40 V、70 V，uo= V，設(shè)Dmin=0.2，Dmax=0.8。

輸出電壓如圖5所示。輸入電壓20 V時(shí)，電路工作在Boost模式；輸入電壓40 V時(shí)，電路工作在Buck-Boost模式；輸入電壓70 V時(shí)，電路工作在Buck模式。如圖5（a）所示，實(shí)驗(yàn)電路在電感側(cè)串聯(lián)二極管阻斷了電流反向流動；如圖5（b）所示，實(shí)驗(yàn)電路未在電感側(cè)串聯(lián)阻斷反向電流的二極管，輸出電壓波動大于圖5（a）。在Dmin=0.2，Dmax=0.8時(shí)，普通的Buck-Boost變換器輸入電壓范圍在0.25uo～4uo，而本文設(shè)計(jì)的變換器的輸入電壓范圍可達(dá)0.2uo～5uo，輸入電壓范圍在原基礎(chǔ)上增加了28%的輸入范圍。

圖6（a）為使用Ziegler-Nichols法整定參數(shù)的PID控制，在Boost模式下輸出電壓紋波較大且模式切換時(shí)的電壓突變較大。圖6（b）為本文所用模糊控制方法整定PID參數(shù)，在Boost和Buck-Boost模式下減小了輸出電壓紋波和切換電壓突變。

4 結(jié) 論

通過變換器3個(gè)模式的切換，實(shí)現(xiàn)對電源電壓變化的動態(tài)適應(yīng)，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了寬輸入電壓范圍的設(shè)計(jì)目標(biāo)。在電感側(cè)串聯(lián)二極管阻斷反向電流，使得變換器在電感電流反向流動的情況下依然能夠穩(wěn)定輸出工作電壓。使用模糊控制的方式對Kp、Ki、Kd進(jìn)行調(diào)節(jié)，適應(yīng)變換器在不同工作模式下的控制需要，具有比固定參數(shù)的PID控制器更好的穩(wěn)態(tài)控制性能。通過這3方面的設(shè)計(jì)，能夠?qū)崿F(xiàn)這種寬輸入電壓范圍的Buck-Boost變換器輸出電壓的穩(wěn)定。

圖5 輸出電壓和電流波形

圖6 兩種控制方法下輸出電壓比較