韓 冰, 趙許強, 林 鵬, 李海洋

(中車青島四方車輛研究所有限公司, 山東青島 266031)

軌道交通列車充電機按照交直流電壓變換類型主要分為DC-DC變換充電機和AC-DC變換充電機，DC-DC變換充電機主要在城軌列車上較為普遍，而AC-DC變換充電機主要用于高速動車組列車。在AC-DC變換列車充電機領(lǐng)域，考慮到充電機產(chǎn)品設(shè)計技術(shù)成熟度，目前大部分充電機均采用不控整流配合全橋或半橋電路拓撲實現(xiàn)AC-DC變換，將列車輔助變流器輸出的AC 380 V轉(zhuǎn)換為DC 110 V給列車控制系統(tǒng)、照明系統(tǒng)、旅客信息系統(tǒng)等低壓直流負載供電[1]。

目前，AC-DC變換列車充電機在輸入端的不控整流技術(shù)應(yīng)用雖然實現(xiàn)成本較低，但是導致了列車輔助交流供電網(wǎng)側(cè)電流波形嚴重畸變，功率因數(shù)較低，造成諧波干擾，對交流供電系統(tǒng)和負載帶來一系列的危害[2]。此外，DC-DC變換部分多采用全橋電路拓撲和移相控制方法，輕載下無法完全實現(xiàn)軟開關(guān)[3]，且IGBT相比MOSFET，開關(guān)頻率較低，存在關(guān)斷拖尾電流[4]，在變換效率上還存在進一步提升的空間。

文中設(shè)計研究了一種基于PWM整流和LLC諧振的軌道交通列車充電機實現(xiàn)AC-DC變換給列車直流負載供電，充電機前級采用PWM整流實現(xiàn)三相交流電轉(zhuǎn)換為中壓直流電，提高了輸入的功率因數(shù)，實現(xiàn)了列車的交流供電網(wǎng)側(cè)友好；后級采用LLC諧振實現(xiàn)中壓直流電轉(zhuǎn)換為低壓直流電，相比傳統(tǒng)移相全橋控制拓撲，實現(xiàn)了全負載范圍的軟開關(guān)技術(shù)，提高了功率轉(zhuǎn)換效率。通過原理分析、電路仿真和樣機試驗進行了研究。

1 系統(tǒng)介紹

基于PWM整流和LLC諧振的軌道交通列車充電機主電路原理如圖1所示，采用兩級電路實現(xiàn)，前級電路為PWM整流電路，IGBT開關(guān)頻率設(shè)置為8 kHz；后級電路為全橋LLC諧振電路，SiC MOSFET諧振頻率設(shè)置為30 kHz。

前級PWM整流電路將三相AC 380 V轉(zhuǎn)換為可控的中間直流電壓Udc，當采用空間矢量控制時，其在dq旋轉(zhuǎn)坐標系下的數(shù)學模型如式(1)所示[5]，其中，fd、fq為dq旋轉(zhuǎn)坐標系下的開關(guān)函數(shù)，Ro為中間電壓的虛擬阻抗。

(1)

如式(1)所示，d軸和q軸的分量是耦合的，通過電壓鎖相和空間矢量解耦控制實現(xiàn)三相交流輸入的單位功率因數(shù)，降低交流供電網(wǎng)側(cè)的諧波干擾并為后級電路提供穩(wěn)定的中間直流電壓。

后級LLC諧振電路將中間直流電壓Udc通過諧振變換輸出直流電壓Uo。電路的關(guān)鍵在于LLC諧振參數(shù)的設(shè)計，諧振增益公式如式(2)所示。

圖1 基于PWM整流和LLC諧振的充電機原理圖

圖2 諧振增益與電感比例m關(guān)系

其中，較低的電感比例m選擇可以獲得更高的增益和更窄的頻率調(diào)節(jié)范圍，如圖2所示。較高的電感比例m選擇可以獲得更大的勵磁電感Lm，即更小的勵磁環(huán)流和較高效率。令電感比例m=6，在不同品質(zhì)因數(shù)Q條件下的LLC諧振部分的增益K曲線如圖3所示。

(2)

圖3 LLC諧振部分增益曲線(m=6)

從圖3可知，在相同頻率下，品質(zhì)因數(shù)Q越小增益越大，在諧振頻率點時，不同品質(zhì)因數(shù)的增益均為單位增益，考慮到LLC參數(shù)設(shè)計的可調(diào)整性，品質(zhì)因數(shù)選擇Q=0.5，最大增益可達K=1.2。根據(jù)PWM整流的中間電壓Udc和輸出電壓Uo，選擇高頻諧振變壓器變比Np:Ns=5:1。

2 控制策略

根據(jù)前級PWM整流在dq旋轉(zhuǎn)坐標系下的數(shù)學模型，可以得到式(3)，其中vd、vq為控制電壓矢量。

(3)

從式(3)可知在dq旋轉(zhuǎn)坐標系下電流的有功分量和無功分量相互耦合，控制穩(wěn)定性不好，需要進行電流補償，消除耦合電流之間的相互影響，實現(xiàn)解耦。令電壓控制矢量：

(4)

其中Δvd、Δvq分別是d軸和q軸電流補償器的輸出，由式(3)和式(4)得：

(5)

圖4 解耦控制

基于LLC諧振電路工作原理[6]，后級電路控制系統(tǒng)的諧振工作頻率應(yīng)設(shè)置在最大增益點頻率與諧振頻率之間fs∈[fs_Q=0.5/Kmax,fr]以實現(xiàn)變壓器原邊開關(guān)器件軟開關(guān)(ZVS)和變壓器副邊整流二極管的軟換向，降低諧振電路開關(guān)損耗，諧振電流如圖5所示。

圖5 LLC諧振電流

(a)當開關(guān)頻率等于諧振頻率fs=fr時，LLC諧振電路工作在單位增益，t1時刻勵磁電流等于諧振電流ILm=ILr，從t1到t2時間內(nèi)僅為控制驅(qū)動信號死區(qū)時間，變壓器原邊電流近似正弦波，變壓器副邊電流在ID11降為零后ID12導通，變換效率高。

(b)當開關(guān)頻率小于諧振頻率fs

文中結(jié)合前級PWM整流對Udc電壓的可控調(diào)節(jié)和后級LLC諧振在諧振頻率點的高轉(zhuǎn)換效率，采用了通過調(diào)節(jié)Udc電壓控制后級定頻諧振輸出電壓的混合控制方式。前級PWM整流工作在升壓模式，后級LLC諧振電路工作在諧振頻率點，輸出電壓Uo的閉環(huán)補償為系統(tǒng)外環(huán)，補償量是前級PWM整流控制的Udc電壓參考值，通過鎖相和空間矢量解耦控制，調(diào)節(jié)Udc電壓，經(jīng)過高頻LLC諧振，快速調(diào)節(jié)輸出電壓Uo。在系統(tǒng)啟動時，為了提高系統(tǒng)穩(wěn)定性，啟動控制采用如圖6所示流程。

圖6 啟動控制流程

3 仿真驗證

在Simulink仿真環(huán)境下進行了系統(tǒng)仿真，在理想環(huán)境下，仿真參數(shù)如表1所示，輸出采用阻性負載模擬充電機帶列車直流負載。

表1 仿真參數(shù)

模擬帶載25 kW，PWM整流波形如圖7所示，LLC諧振波形如圖8所示。

圖7 PWM整流波形

圖8 LLC諧振波形

從仿真波形可知三相交流輸入電流為正弦波形，電流相位跟蹤輸入電壓相位，實現(xiàn)單位功率因數(shù)，在輸出電壓Uo為DC 110 V的條件下，中間直流電壓Udc穩(wěn)定在565 V，諧振電流波形近似正弦波，在變壓器原邊SiC MOSFET實現(xiàn)ZVS，副邊二極管電流實現(xiàn)了軟關(guān)斷，輸出電壓Uo穩(wěn)定在110 V。

4 試驗驗證

文中設(shè)計了一臺25 kW充電機樣機，實物參數(shù)與仿真參數(shù)一致，模型如圖9所示，實現(xiàn)了AC 380 V到DC 110 V的功率變換，功率轉(zhuǎn)換效率95.3%，交流側(cè)功率因數(shù)0.997。

圖9 充電機樣機設(shè)計

圖10所示為充電機的啟動波形，充電機啟動過程中共5個過程，(a)、(b)為中間直流電壓不控整流預(yù)充電過程，(c)為LLC諧振電路占空比線性增加到100%過程，(d)為PWM整流電路啟動工作過程，(e)為系統(tǒng)達到輸出電壓穩(wěn)定狀態(tài)。

圖10 充電機啟動波形

圖11所示為Uo輸出電壓負載變化時的波形，輸出電流io從100 A到200 A的加載和反向減載過程中，中間直流電壓Udc和輸出電壓Uo能夠快速實現(xiàn)閉環(huán)控制，保證輸出電壓的穩(wěn)定。

圖11 負載突變波形

圖12所示為穩(wěn)定工作時的充電機電路波形，PWM

整流部分相電流波形為正弦波且滯后線電壓30°相位，實現(xiàn)了單位功率因數(shù)；LLC諧振部分諧振電流近似正弦波，實現(xiàn)了較高的能量變換效率。

圖12 穩(wěn)態(tài)波形

5 結(jié) 論

研究設(shè)計了一種基于PWM整流和LLC諧振的新型高速動車組充電機，介紹了系統(tǒng)的工作原理和控制策略，在交流輸入側(cè)實現(xiàn)單位功率因數(shù)，在高頻變換側(cè)采用高頻諧振提高變換效率，通過電路仿真驗證了充電機的工作原理，并試制了一臺25 kW充電機樣機，證明了系統(tǒng)控制策略可靠，輸出電壓穩(wěn)定。