一種三相交錯并聯(lián)Boost變換器內?？刂撇呗匝芯浚?/h1>
2021-02-06 11:34林巨廣楊洋陳松波
汽車技術 2021年2期
林巨廣 楊洋 陳松波
（合肥工業(yè)大學，合肥 230009）
主題詞：Boost變換器 交錯并聯(lián) 內?？刂?永磁同步電機
1 前言
能量管理作為新能源汽車的核心關鍵技術之一，其發(fā)展備受關注。Boost變換器作為電動汽車能量管理的核心部件之一，可根據(jù)不同工況提供不同的母線電壓，進而提高電驅動系統(tǒng)效率。文獻[1]、文獻[2]分別研究了兩相和三相交錯并聯(lián)的DC/DC 變換器，通過試驗對比證明了多相并聯(lián)變換器輸出電壓、電流紋波小于傳統(tǒng)單相變換器。文獻[3]采用傳統(tǒng)雙閉環(huán)PI控制器對三相交錯并聯(lián)變換器進行控制，但Boost 變換器在連續(xù)電流模式下會出現(xiàn)右半平面零點的頻域特性，屬于非最小相位系統(tǒng)，若控制不當會導致輸出電壓滯后，紋波增大。
為改善傳統(tǒng)PI 控制算法的控制效果，學者們基于PI 控制提出了很多改進算法。文獻[4]、文獻[5]基于單相變換器的小信號模型對直接功率控制和前饋控制進行對比，證實了直接功率控制能夠更好地抑制輸出電壓波動。文獻[6]利用能量平衡原理提出一種新型電路能量圓概念，用來預測負載變化時的電感電流，進而對變換器進行控制。但是上述文獻都沒有較好地解決右半平面零點帶來的動態(tài)性和穩(wěn)定性問題。文獻[7]、文獻[8]針對輸入電壓和輸出負載未知的情況采用滑?？刂?，但是滑模面的建立非常復雜，參數(shù)調節(jié)困難。文獻[9]、文獻[10]基于單相Boost 變換器，采用模型預測控制（Model Predictive Control，MPC）算法進行控制，通過試驗證明了MPC適合處理非最小相位系統(tǒng)的動態(tài)特性問題。MPC是一種基于約束優(yōu)化使用內部模型進行在線預測的控制器，但設計過程需要大量離線計算，在實際控制中在線調試困難，無法保證控制效果。
本文提出一種雙閉環(huán)內?？刂扑惴?，通過小信號模型，設計雙閉環(huán)內?？刂破?，在接近非最小相位分量設定的性能極限下控制非最小相位系統(tǒng)，以降低系統(tǒng)在線調試難度，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。
2 三相交錯并聯(lián)Boost變換器小信號模型建立
2.1 Boost變換器狀態(tài)平均模型
本文所采用的三相交錯并聯(lián)Boost變換器拓撲結構如圖1 所示，該結構不僅可以增加電源的輸出功率，降低變換器的電壓、電流紋波，實現(xiàn)多相冗余備份功能，還可以將其復用為車載充電機[11]。該系統(tǒng)主要用于新能源汽車的電驅動系統(tǒng)，主功率電路由6個絕緣柵雙極型晶體管（Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT）（T1～T6）組成。其中相同相部分IGBT上、下橋臂互補導通，相鄰兩相移相120°導通；C為Boost 變換器輸出電容；V為Boost變換器輸出電壓；Vg為電池端電壓。
圖1 三相交錯并聯(lián)Boost變換器拓撲結構
考慮到變換器工作時，輸出負載是帶有逆變器的電機負載，變換器與逆變器之間通過直流鏈進行耦合，在穩(wěn)態(tài)工作情況下，變換器只向逆變器傳輸有功功率，在忽略逆變器損耗時，電機需要的輸入有功功率近似等于直流側輸出的功率。此時可以將變換器的后級逆變器系統(tǒng)等效為電阻負載R[12]，其阻值近似為：
式中，P為Boost變換器輸出功率。
定義第n相IGBT導通和關斷的二值邏輯開關函數(shù)為：
由基爾霍夫電壓定律建立第n相回路的電壓方程：
式中，L為各相電感；iLn為電感電流。
考慮所有相回路方程之和：
整理得：
根據(jù)基爾霍夫電流定律，建立高壓側電容正極節(jié)點方程為：
可以看出，只需求得Sn、SniLn的周期平均值，即可實現(xiàn)對式（5）、式（6）的均值化處理。利用狀態(tài)空間平均法[13]，可得到第m個周期內Sn和SniLn的平均值分別為：
2.2 三相均流Boost變換器的小信號模型
為了使三相并聯(lián)Boost 變換器各相承受的電壓、電流應力狀況一致，即變換器系統(tǒng)輸出的總負載電流必須平均分配到變換器的每一相，本文采用平均電流法進行均流控制，相比于主、從均流法，該方法雖然增加了2個電流傳感器，但是實現(xiàn)了多相冗余，提高了變換器的可靠性和總體壽命。
現(xiàn)假設在變換器穩(wěn)態(tài)運行的某一時刻，第n相（n=1,2,3）電感電流iLn和該相占空比dn出現(xiàn)擾動，而其余兩相電感電流和占空比仍維持穩(wěn)定值，根據(jù)式（5）和式（6），系統(tǒng)的狀態(tài)方程可以描述為：
引入擾動：
式中，IL、V、Vg、D分別為、dn(t)的穩(wěn)態(tài)值；為各自的擾動值；D′=1-D為該相上橋占空比。
將式（11）分別帶入式（9）和式（10）中，消去直流項和二階交流項并忽略電池電壓擾動，對其進行拉普拉斯變換，得到任意相占空比dn到電感電流iLn的傳遞函數(shù)為：
任意相占空比dn到輸出電壓V的傳遞函數(shù)為：
電感電流iLn到輸出電壓V的傳遞函數(shù)為：
式（12）～式（14）即為本文內?？刂浦械目刂茖ο竽Ｐ汀?/p>
3 Boost變換器的內?？刂破髟O計
3.1 內?？刂?/h3>
內?？刂疲↖nternal Model Control，IMC）是一種基于對象模型設計控制器的方法。作為一種先進的魯棒控制方法，內?？刂凭哂性O計簡單、整定參數(shù)少、魯棒性強、控制性能好等優(yōu)點[14]。
圖2 所示為內?？刂平Y構，其中r(s)為系統(tǒng)輸入信號，N(s)為外界擾動，y(s)為系統(tǒng)輸出信號，G(s)為被控對象，Gm(s)為被控對象的模型，不受外界環(huán)境影響，GIMC(s)為內?？刂破?。內模控制結構的一個顯著特點就是采用了與被控對象并行的內部模型，反饋信息中包含了模型預測與被測信號之間的差異和干擾信號，以及模型失配信息即被控對象與模型之間的誤差，迫使被控對象遵循模型來工作，因此，內?？刂票举|上是一種預測結構控制算法。
圖2 內?？刂平Y構
為了保證三相交錯并聯(lián)Boost變換器內模控制的快速性和魯棒性，本文采用如圖3所示的雙閉環(huán)內?？刂颇Ｐ停渲袃拳h(huán)為電流環(huán)，外環(huán)為電壓環(huán)，Boost 變換器設計參數(shù)如表1所示。
圖3 三相交錯并聯(lián)Boost變換器內?？刂颇Ｐ?/p>
3.2 電流環(huán)內模控制器設計
由圖2 可知，如果設計電流環(huán)內模控制器GiIMC(s)=1/Gim(s)=1/G(s)，則其為輸出可以完全跟蹤輸入的理想控制器。但上文在建立Boost變換器小信號模型時忽略了電感和開關管內阻，所以此時建立的小信號模型并不完全等于被控對象，存在模型失配問題。模型失配可能會導致系統(tǒng)的快速性和魯棒性降低，控制質量變差，甚至造成系統(tǒng)失穩(wěn)[15]。因此，需要在電流環(huán)內?？刂破髦幸氲屯V波器fi(s)來降低模型失配帶來的影響，引入低通濾波器可以使內模控制器具有穩(wěn)定的極點，保證了控制器的穩(wěn)定性并可調節(jié)系統(tǒng)的穩(wěn)定性和魯棒性。因此有：
式中，εi為電流環(huán)低通濾波器參數(shù)；λi為被控對象模型Gim(s)的相對階數(shù)，為保證GiIMC(s)的穩(wěn)定性，取λi=2。
表1 Boost變換器設計參數(shù)
所以得到：
為了提高控制精度，三相電感電流的采樣頻率設為30 kHz，根據(jù)香農(nóng)采樣定理[16]，要不失真地復現(xiàn)模擬信號，采樣頻率不能小于模擬信號頻譜中最高頻率的2倍，所以設計電流環(huán)的帶寬在10 kHz 左右。利用MATLAB中的Simulink工具搭建如圖4所示的電流環(huán)結構模型，調節(jié)內?？刂破髦形ㄒ豢烧{參數(shù)εi。最終得到εi=1.19×10-5，幅值裕度為∞，相位裕度為76.3°，帶寬為10.8 kHz，保證了電流環(huán)的穩(wěn)定性、快速性和抗干擾能力。電流環(huán)開環(huán)Bode圖如圖5所示。
圖4 電流環(huán)結構
3.3 電壓環(huán)內?？刂破髟O計
在電壓環(huán)內模控制器設計中，由于被控對象模型Gvm(s)包含右半平面零點，是一個非最小相位系統(tǒng)，如果將電壓環(huán)內?？刂破骱唵卧O計成GvIMC(s)=1/Gvm(s)=1/G(s)，會產(chǎn)生一個物理上不可實現(xiàn)的控制器。因此需要將被控對象模型Gvm(s)進行分解：
其中Gvm+(s)包含了對象模型的右半平面零點，且有Gvm+(0)=1，Gvm-(s)為對象模型的最小相位部分，這樣分解可以將非最小相位的影響最小化。即：
圖5 參數(shù)整定后電流環(huán)Bode圖
此時電壓環(huán)內模控制器可設計為GvIMC(s)=1/Gvm-(s)，由于上文提到存在模型失配問題，因此，電壓環(huán)內?？刂破饕残枰氲屯V波器fv(s)來降低模型失配的影響，低通濾波器還能配置電壓環(huán)內?？刂破鞯臉O點，使之物理上可實現(xiàn)，保證了控制器的穩(wěn)定性并能調節(jié)系統(tǒng)的穩(wěn)定性和魯棒性。即：
式中，εv為電壓環(huán)濾波器參數(shù)，是電壓環(huán)內?？刂浦形ㄒ豢烧{參數(shù)，決定了系統(tǒng)的響應速度；λv為被控對象模型Gvm(s)的相對階數(shù)，為保證GvIMC(s)的穩(wěn)定性，取λv=2。
因此得到：
因為電壓環(huán)中存在非最小相位部分，右半平面零點會降低系統(tǒng)的穩(wěn)定性[17-18]，所以電壓環(huán)的帶寬需小于右半平面零點的轉折頻率。根據(jù)式（13）可得Boost變換器電壓環(huán)右半平面零點的轉折頻率ω0為：
電壓環(huán)內?？刂破鲄?shù)εv近似地與電壓環(huán)閉環(huán)帶寬成反比，εv的值越小，帶寬越寬，響應速度越快，但魯棒性變差，反之，快速性降低但魯棒性變強。為了避開非最小相位特性對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響并且保證電壓環(huán)的快速性，利用MATLAB 中的Simulink 搭建如圖6所示的電壓環(huán)結構模型，對電壓環(huán)內模參數(shù)εv進行調節(jié)。最終得到εv=2.11×10-3，幅值裕度為13.1 dB，相位裕度為49.9°，帶寬為182 Hz，幅值裕度和相位裕度都為正且閉環(huán)帶寬遠低于右半平面轉折頻率，電壓環(huán)具有較好的穩(wěn)定性和抗干擾能力。電壓環(huán)開環(huán)Bode圖如圖7所示。
圖6 電壓環(huán)結構
圖7 參數(shù)整定后電壓環(huán)Bode圖
4 仿真與試驗
4.1 三相交錯并聯(lián)Boost變換器內?？刂品抡?/h3>
基于Simulink搭建前置三相交錯并聯(lián)Boost變換器的永磁同步電機驅動系統(tǒng)控制模型，變換器設計參數(shù)見表1，仿真和試驗工況為：Boost 變換器將直流電壓從200 V 升至360 V，使電機在轉速為6 000 r/min，輸出功率為60 kW 的工況下持續(xù)運行。分別采用文獻[3]中傳統(tǒng)PI 控制策略和本文所述的內模控制策略進行仿真，得到Boost變換器輸出母線電壓的波形如圖8所示。
由圖8 可知，采用傳統(tǒng)PI 控制策略的Boost 變換器輸出電壓波動較大，而內?？刂频腂oost 變換器輸出電壓較為穩(wěn)定。相較于傳統(tǒng)PI 控制策略，本文提出的內模控制策略能夠較好地抑制在高電壓、大負載下Boost變換器輸出母線電壓的波動，具有更好的魯棒性。
圖8 采用2種控制策略的仿真結果
4.2 三相交錯并聯(lián)Boost變換器內模控制試驗
為了驗證本文提出的控制策略的有效性，在圖9所示的試驗平臺上對本文提出的內模控制策略和傳統(tǒng)PI控制策略進行對比試驗，結果如圖10所示。
圖9 試驗臺架和Boost控制器
圖10 采用2種控制策略的試驗波形
從試驗波形可看出：采用傳統(tǒng)PI 控制策略的Boost變換器輸出電壓有明顯波動，峰峰值為38.3 V；采用內模控制策略的Boost 變換器輸出電壓較為平緩，峰峰值為13.3 V。因此，相較于傳統(tǒng)PI 控制，本文提出的內模控制策略能更好地抑制母線電壓波動。
5 結束語
本文針對三相交錯并聯(lián)Boost 變換器系統(tǒng)存在右半平面零點特性，傳統(tǒng)PI 控制策略下母線電壓存在波動，控制效果較差的問題，提出一種雙閉環(huán)內?？刂撇呗浴＝⑷嘟诲e并聯(lián)Boost 變換器小信號模型，設計出合理的雙閉環(huán)內?？刂破?。該控制器魯棒性強，控制效果好，且相較于傳統(tǒng)PI控制策略對Boost 變換器難以調節(jié)，控制效果較差的特性，本文提出的內?？刂撇呗詢H需調節(jié)2個參數(shù)便可達到期望的快速性和魯棒性，提升了控制效果，降低了在線調試的難度。仿真和試驗證明了該控制策略在高電壓、大負載的工況下相較于傳統(tǒng)PI控制，能夠更好地抑制母線電壓波動，擁有更強的魯棒性。
猜你喜歡
基于開關電容與雙降壓變換器的三相AC-AC變換器電工技術學報(2022年20期)2022-10-29 淺談低壓三相異步電機啟動保護的選擇與應用防爆電機(2022年3期)2022-06-17 軌道交通輔助專用三相異步電動機主要檢測項目分析防爆電機(2022年1期)2022-02-16 武漢軌道交通重點車站識別及網(wǎng)絡魯棒性研究科技研究·理論版(2021年22期)2021-04-18 采用并聯(lián)通用內模的三相APF重復控制策略電機與控制學報(2018年9期)2018-05-14 一種基于三維小波變換的魯棒視頻水印方案電腦知識與技術(2016年28期)2016-12-21 電子節(jié)氣門非線性控制策略汽車科技(2016年5期)2016-11-14 基于魯棒性改進理論的大面積航班延誤治理分析科技視界(2016年16期)2016-06-29
林巨廣 楊洋 陳松波
（合肥工業(yè)大學，合肥 230009）
主題詞：Boost變換器 交錯并聯(lián) 內?？刂?永磁同步電機
1 前言
能量管理作為新能源汽車的核心關鍵技術之一，其發(fā)展備受關注。Boost變換器作為電動汽車能量管理的核心部件之一，可根據(jù)不同工況提供不同的母線電壓，進而提高電驅動系統(tǒng)效率。文獻[1]、文獻[2]分別研究了兩相和三相交錯并聯(lián)的DC/DC 變換器，通過試驗對比證明了多相并聯(lián)變換器輸出電壓、電流紋波小于傳統(tǒng)單相變換器。文獻[3]采用傳統(tǒng)雙閉環(huán)PI控制器對三相交錯并聯(lián)變換器進行控制，但Boost 變換器在連續(xù)電流模式下會出現(xiàn)右半平面零點的頻域特性，屬于非最小相位系統(tǒng)，若控制不當會導致輸出電壓滯后，紋波增大。
為改善傳統(tǒng)PI 控制算法的控制效果，學者們基于PI 控制提出了很多改進算法。文獻[4]、文獻[5]基于單相變換器的小信號模型對直接功率控制和前饋控制進行對比，證實了直接功率控制能夠更好地抑制輸出電壓波動。文獻[6]利用能量平衡原理提出一種新型電路能量圓概念，用來預測負載變化時的電感電流，進而對變換器進行控制。但是上述文獻都沒有較好地解決右半平面零點帶來的動態(tài)性和穩(wěn)定性問題。文獻[7]、文獻[8]針對輸入電壓和輸出負載未知的情況采用滑?？刂?，但是滑模面的建立非常復雜，參數(shù)調節(jié)困難。文獻[9]、文獻[10]基于單相Boost 變換器，采用模型預測控制（Model Predictive Control，MPC）算法進行控制，通過試驗證明了MPC適合處理非最小相位系統(tǒng)的動態(tài)特性問題。MPC是一種基于約束優(yōu)化使用內部模型進行在線預測的控制器，但設計過程需要大量離線計算，在實際控制中在線調試困難，無法保證控制效果。
本文提出一種雙閉環(huán)內?？刂扑惴?，通過小信號模型，設計雙閉環(huán)內?？刂破?，在接近非最小相位分量設定的性能極限下控制非最小相位系統(tǒng)，以降低系統(tǒng)在線調試難度，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。
2 三相交錯并聯(lián)Boost變換器小信號模型建立
2.1 Boost變換器狀態(tài)平均模型
本文所采用的三相交錯并聯(lián)Boost變換器拓撲結構如圖1 所示，該結構不僅可以增加電源的輸出功率，降低變換器的電壓、電流紋波，實現(xiàn)多相冗余備份功能，還可以將其復用為車載充電機[11]。該系統(tǒng)主要用于新能源汽車的電驅動系統(tǒng)，主功率電路由6個絕緣柵雙極型晶體管（Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT）（T1～T6）組成。其中相同相部分IGBT上、下橋臂互補導通，相鄰兩相移相120°導通；C為Boost 變換器輸出電容；V為Boost變換器輸出電壓；Vg為電池端電壓。
圖1 三相交錯并聯(lián)Boost變換器拓撲結構
考慮到變換器工作時，輸出負載是帶有逆變器的電機負載，變換器與逆變器之間通過直流鏈進行耦合，在穩(wěn)態(tài)工作情況下，變換器只向逆變器傳輸有功功率，在忽略逆變器損耗時，電機需要的輸入有功功率近似等于直流側輸出的功率。此時可以將變換器的后級逆變器系統(tǒng)等效為電阻負載R[12]，其阻值近似為：
式中，P為Boost變換器輸出功率。
定義第n相IGBT導通和關斷的二值邏輯開關函數(shù)為：
由基爾霍夫電壓定律建立第n相回路的電壓方程：
式中，L為各相電感；iLn為電感電流。
考慮所有相回路方程之和：
整理得：
根據(jù)基爾霍夫電流定律，建立高壓側電容正極節(jié)點方程為：
可以看出，只需求得Sn、SniLn的周期平均值，即可實現(xiàn)對式（5）、式（6）的均值化處理。利用狀態(tài)空間平均法[13]，可得到第m個周期內Sn和SniLn的平均值分別為：
2.2 三相均流Boost變換器的小信號模型
為了使三相并聯(lián)Boost 變換器各相承受的電壓、電流應力狀況一致，即變換器系統(tǒng)輸出的總負載電流必須平均分配到變換器的每一相，本文采用平均電流法進行均流控制，相比于主、從均流法，該方法雖然增加了2個電流傳感器，但是實現(xiàn)了多相冗余，提高了變換器的可靠性和總體壽命。
現(xiàn)假設在變換器穩(wěn)態(tài)運行的某一時刻，第n相（n=1,2,3）電感電流iLn和該相占空比dn出現(xiàn)擾動，而其余兩相電感電流和占空比仍維持穩(wěn)定值，根據(jù)式（5）和式（6），系統(tǒng)的狀態(tài)方程可以描述為：
引入擾動：
式中，IL、V、Vg、D分別為、dn(t)的穩(wěn)態(tài)值；為各自的擾動值；D′=1-D為該相上橋占空比。
將式（11）分別帶入式（9）和式（10）中，消去直流項和二階交流項并忽略電池電壓擾動，對其進行拉普拉斯變換，得到任意相占空比dn到電感電流iLn的傳遞函數(shù)為：
任意相占空比dn到輸出電壓V的傳遞函數(shù)為：
電感電流iLn到輸出電壓V的傳遞函數(shù)為：
式（12）～式（14）即為本文內?？刂浦械目刂茖ο竽Ｐ汀?/p>
3 Boost變換器的內?？刂破髟O計
3.1 內?？刂?/h3>
內?？刂疲↖nternal Model Control，IMC）是一種基于對象模型設計控制器的方法。作為一種先進的魯棒控制方法，內?？刂凭哂性O計簡單、整定參數(shù)少、魯棒性強、控制性能好等優(yōu)點[14]。
圖2 所示為內?？刂平Y構，其中r(s)為系統(tǒng)輸入信號，N(s)為外界擾動，y(s)為系統(tǒng)輸出信號，G(s)為被控對象，Gm(s)為被控對象的模型，不受外界環(huán)境影響，GIMC(s)為內?？刂破?。內模控制結構的一個顯著特點就是采用了與被控對象并行的內部模型，反饋信息中包含了模型預測與被測信號之間的差異和干擾信號，以及模型失配信息即被控對象與模型之間的誤差，迫使被控對象遵循模型來工作，因此，內?？刂票举|上是一種預測結構控制算法。
圖2 內?？刂平Y構
為了保證三相交錯并聯(lián)Boost變換器內模控制的快速性和魯棒性，本文采用如圖3所示的雙閉環(huán)內?？刂颇Ｐ停渲袃拳h(huán)為電流環(huán)，外環(huán)為電壓環(huán)，Boost 變換器設計參數(shù)如表1所示。
圖3 三相交錯并聯(lián)Boost變換器內?？刂颇Ｐ?/p>
3.2 電流環(huán)內模控制器設計
由圖2 可知，如果設計電流環(huán)內模控制器GiIMC(s)=1/Gim(s)=1/G(s)，則其為輸出可以完全跟蹤輸入的理想控制器。但上文在建立Boost變換器小信號模型時忽略了電感和開關管內阻，所以此時建立的小信號模型并不完全等于被控對象，存在模型失配問題。模型失配可能會導致系統(tǒng)的快速性和魯棒性降低，控制質量變差，甚至造成系統(tǒng)失穩(wěn)[15]。因此，需要在電流環(huán)內?？刂破髦幸氲屯V波器fi(s)來降低模型失配帶來的影響，引入低通濾波器可以使內模控制器具有穩(wěn)定的極點，保證了控制器的穩(wěn)定性并可調節(jié)系統(tǒng)的穩(wěn)定性和魯棒性。因此有：
式中，εi為電流環(huán)低通濾波器參數(shù)；λi為被控對象模型Gim(s)的相對階數(shù)，為保證GiIMC(s)的穩(wěn)定性，取λi=2。
表1 Boost變換器設計參數(shù)
所以得到：
為了提高控制精度，三相電感電流的采樣頻率設為30 kHz，根據(jù)香農(nóng)采樣定理[16]，要不失真地復現(xiàn)模擬信號，采樣頻率不能小于模擬信號頻譜中最高頻率的2倍，所以設計電流環(huán)的帶寬在10 kHz 左右。利用MATLAB中的Simulink工具搭建如圖4所示的電流環(huán)結構模型，調節(jié)內?？刂破髦形ㄒ豢烧{參數(shù)εi。最終得到εi=1.19×10-5，幅值裕度為∞，相位裕度為76.3°，帶寬為10.8 kHz，保證了電流環(huán)的穩(wěn)定性、快速性和抗干擾能力。電流環(huán)開環(huán)Bode圖如圖5所示。
圖4 電流環(huán)結構
3.3 電壓環(huán)內?？刂破髟O計
在電壓環(huán)內模控制器設計中，由于被控對象模型Gvm(s)包含右半平面零點，是一個非最小相位系統(tǒng)，如果將電壓環(huán)內?？刂破骱唵卧O計成GvIMC(s)=1/Gvm(s)=1/G(s)，會產(chǎn)生一個物理上不可實現(xiàn)的控制器。因此需要將被控對象模型Gvm(s)進行分解：
其中Gvm+(s)包含了對象模型的右半平面零點，且有Gvm+(0)=1，Gvm-(s)為對象模型的最小相位部分，這樣分解可以將非最小相位的影響最小化。即：
圖5 參數(shù)整定后電流環(huán)Bode圖
此時電壓環(huán)內模控制器可設計為GvIMC(s)=1/Gvm-(s)，由于上文提到存在模型失配問題，因此，電壓環(huán)內?？刂破饕残枰氲屯V波器fv(s)來降低模型失配的影響，低通濾波器還能配置電壓環(huán)內?？刂破鞯臉O點，使之物理上可實現(xiàn)，保證了控制器的穩(wěn)定性并能調節(jié)系統(tǒng)的穩(wěn)定性和魯棒性。即：
式中，εv為電壓環(huán)濾波器參數(shù)，是電壓環(huán)內?？刂浦形ㄒ豢烧{參數(shù)，決定了系統(tǒng)的響應速度；λv為被控對象模型Gvm(s)的相對階數(shù)，為保證GvIMC(s)的穩(wěn)定性，取λv=2。
因此得到：
因為電壓環(huán)中存在非最小相位部分，右半平面零點會降低系統(tǒng)的穩(wěn)定性[17-18]，所以電壓環(huán)的帶寬需小于右半平面零點的轉折頻率。根據(jù)式（13）可得Boost變換器電壓環(huán)右半平面零點的轉折頻率ω0為：
電壓環(huán)內?？刂破鲄?shù)εv近似地與電壓環(huán)閉環(huán)帶寬成反比，εv的值越小，帶寬越寬，響應速度越快，但魯棒性變差，反之，快速性降低但魯棒性變強。為了避開非最小相位特性對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響并且保證電壓環(huán)的快速性，利用MATLAB 中的Simulink 搭建如圖6所示的電壓環(huán)結構模型，對電壓環(huán)內模參數(shù)εv進行調節(jié)。最終得到εv=2.11×10-3，幅值裕度為13.1 dB，相位裕度為49.9°，帶寬為182 Hz，幅值裕度和相位裕度都為正且閉環(huán)帶寬遠低于右半平面轉折頻率，電壓環(huán)具有較好的穩(wěn)定性和抗干擾能力。電壓環(huán)開環(huán)Bode圖如圖7所示。
圖6 電壓環(huán)結構
圖7 參數(shù)整定后電壓環(huán)Bode圖
4 仿真與試驗
4.1 三相交錯并聯(lián)Boost變換器內?？刂品抡?/h3>
基于Simulink搭建前置三相交錯并聯(lián)Boost變換器的永磁同步電機驅動系統(tǒng)控制模型，變換器設計參數(shù)見表1，仿真和試驗工況為：Boost 變換器將直流電壓從200 V 升至360 V，使電機在轉速為6 000 r/min，輸出功率為60 kW 的工況下持續(xù)運行。分別采用文獻[3]中傳統(tǒng)PI 控制策略和本文所述的內模控制策略進行仿真，得到Boost變換器輸出母線電壓的波形如圖8所示。
由圖8 可知，采用傳統(tǒng)PI 控制策略的Boost 變換器輸出電壓波動較大，而內?？刂频腂oost 變換器輸出電壓較為穩(wěn)定。相較于傳統(tǒng)PI 控制策略，本文提出的內模控制策略能夠較好地抑制在高電壓、大負載下Boost變換器輸出母線電壓的波動，具有更好的魯棒性。
圖8 采用2種控制策略的仿真結果
4.2 三相交錯并聯(lián)Boost變換器內模控制試驗
為了驗證本文提出的控制策略的有效性，在圖9所示的試驗平臺上對本文提出的內模控制策略和傳統(tǒng)PI控制策略進行對比試驗，結果如圖10所示。
圖9 試驗臺架和Boost控制器
圖10 采用2種控制策略的試驗波形
從試驗波形可看出：采用傳統(tǒng)PI 控制策略的Boost變換器輸出電壓有明顯波動，峰峰值為38.3 V；采用內模控制策略的Boost 變換器輸出電壓較為平緩，峰峰值為13.3 V。因此，相較于傳統(tǒng)PI 控制，本文提出的內模控制策略能更好地抑制母線電壓波動。
5 結束語
本文針對三相交錯并聯(lián)Boost 變換器系統(tǒng)存在右半平面零點特性，傳統(tǒng)PI 控制策略下母線電壓存在波動，控制效果較差的問題，提出一種雙閉環(huán)內?？刂撇呗浴＝⑷嘟诲e并聯(lián)Boost 變換器小信號模型，設計出合理的雙閉環(huán)內?？刂破?。該控制器魯棒性強，控制效果好，且相較于傳統(tǒng)PI控制策略對Boost 變換器難以調節(jié)，控制效果較差的特性，本文提出的內?？刂撇呗詢H需調節(jié)2個參數(shù)便可達到期望的快速性和魯棒性，提升了控制效果，降低了在線調試的難度。仿真和試驗證明了該控制策略在高電壓、大負載的工況下相較于傳統(tǒng)PI控制，能夠更好地抑制母線電壓波動，擁有更強的魯棒性。
猜你喜歡
電工技術學報(2022年20期)2022-10-29
防爆電機(2022年3期)2022-06-17
防爆電機(2022年1期)2022-02-16
科技研究·理論版(2021年22期)2021-04-18
電機與控制學報(2018年9期)2018-05-14
電腦知識與技術(2016年28期)2016-12-21
汽車科技(2016年5期)2016-11-14
科技視界(2016年16期)2016-06-29
