鄭剛

（國能寧夏供熱有限公司 寧夏回族自治區(qū)銀川市 750004）

1 引言

功率因數(shù)校正（power factor correction, PFC）變換器被廣泛應(yīng)用于通信、服務(wù)器和工業(yè)電源中，使變換器功率因數(shù)和輸入電流總諧波畸變率（total harmonic distortion, THD）滿足IEC61000-3-2 標(biāo)準(zhǔn)要求[1-3]。傳統(tǒng)帶二極管整流橋的Boost PFC 電路由于元器件少、成本低而得到了廣泛的應(yīng)用，然而其效率受到硬開關(guān)損耗和整流橋?qū)〒p耗的限制而難以提高。

新興的氮化鎵（GaN）器件具有導(dǎo)通電阻低、開關(guān)速度快和零反向恢復(fù)損耗等優(yōu)點，可以將變換器的開關(guān)頻率提高到幾百kHz 甚至MHz 范圍[4-5]。因此，基于GaN 器件的圖騰柱無橋PFC 近年來得到了廣泛的研究，對于工作在臨界導(dǎo)通模式（critical conduction mode, CRM）下的圖騰柱PFC，當(dāng)輸入電壓瞬時值低于輸出電壓的一半時，開關(guān)器件可以實現(xiàn)零電壓開通[6-8]。然而當(dāng)輸入電壓高于輸出電壓的一半時，開關(guān)管結(jié)電容無法放電至零，只能實現(xiàn)部分軟開關(guān)，為了實現(xiàn)完全零電壓開通，需要更多的負(fù)電感電流來給開關(guān)管結(jié)電容放電[9-10]。

由于輸入電壓和開關(guān)頻率在工頻周期內(nèi)實時變化，所以不僅ZVS 開通所需負(fù)電感電流值是變化的，而且開關(guān)管結(jié)電容放電到零的諧振階段所對應(yīng)的死區(qū)時間也是變化的。然而，現(xiàn)有文獻(xiàn)的研究并沒有充分考慮所有開關(guān)管的死區(qū)時間變化，因此傳統(tǒng)方法無法在全輸入電壓范圍內(nèi)實現(xiàn)完全零電壓開通，導(dǎo)致功率損耗增大。因此，研究自適應(yīng)死區(qū)時間對提高變換器效率具有十分重要的意義。

2 零電壓開通自適應(yīng)死區(qū)時間控制

圖1 為基于GaN 器件的交錯并聯(lián)圖騰柱無橋PFC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，它由兩個GaN 半橋和一個Si MOSFET 半橋組成，GaN 半橋為高頻橋臂，工作在MHz 左右，Si MOSFET 半橋為工頻橋臂，實現(xiàn)正負(fù)半周的切換。為了減小輸入電流紋波，兩個GaN 半橋交錯180 度相移。由于正負(fù)半周期工作類似，所以本文的所有分析都是基于正半周期進(jìn)行討論。

圖1：交錯并聯(lián)GaN 圖騰柱PFC 拓?fù)?/p>

圖2 給出了電網(wǎng)電壓正半工頻周期內(nèi)單個開關(guān)周期的理論波形，由于兩相交錯并聯(lián)的工作過程相同，這里以單個相位為例進(jìn)行分析。在正半周期內(nèi)，工頻管Q1一直關(guān)斷，Q2保持導(dǎo)通，高頻管S2為主開關(guān)管，S1為同步整流（SR）開關(guān)管。每個開關(guān)周期可以從t0到t6分為6 個階段，在第I 階段(t0-t1)和第II 階段(t1-t2)中，主開關(guān)管S2導(dǎo)通，SR 管S1關(guān)斷，電感電流線性上升。第III 階段(t2-t3)和第VI 階段(t5-t6)為諧振階段，電感L1與兩個GaN 高頻開關(guān)管的結(jié)電容及發(fā)生諧振。在第IV 階段(t3-t4)和第V 階段(t4-t5)內(nèi)，S1導(dǎo)通，S2關(guān)斷，電感電流線性下降。下面分別對主開關(guān)管和SR管的ZVS 開通過程進(jìn)行詳細(xì)分析。

圖2：正半周期內(nèi)理論波形

2.1 SR開關(guān)管S1的ZVS開通

SR 開關(guān)管S1的ZVS 開通發(fā)生在諧振階段t2-t3，主開關(guān)管S2在t2時刻關(guān)斷，SR 開關(guān)管S1開通前，電感L1與S1的結(jié)電容Coss1，S2的結(jié)電容Coss2發(fā)生諧振。如圖2所示，在諧振階段內(nèi)，結(jié)電容電壓VCoss1從Vo放電到0，VCoss2從0 充電到Vo，電感電流iL1(t)和結(jié)電容Coss1和Coss2兩端的瞬時電壓VCoss1(t)，VCoss2(t)滿足公式（1）-（4）：

這里假設(shè)Coss1=Coss2=Coss，由于開關(guān)頻率遠(yuǎn)高于工頻，因此可以認(rèn)為輸入電壓在每個開關(guān)周期內(nèi)是恒定的。此階段內(nèi)電感電流iL1(t)以及S1和S2的結(jié)電容電壓可以用公式（5）-（7）表示：

為了實現(xiàn)SR 開關(guān)管S1的零電壓開通，其結(jié)電容電壓VCoss1應(yīng)在開通之前放電至零。因此，最小死區(qū)時間TZVS_S1可以通過公式（8）獲得。

根據(jù)公式（8），圖3 分別給出了輸入電壓85 V 和220 V 條件下實現(xiàn)SR 開關(guān)管S1零電壓開通所需的死區(qū)時間TZVS_S1?？梢钥闯?，半個工頻周期內(nèi)死區(qū)時間隨時間的變化而變化，因此對所有開關(guān)周期使用恒定的死區(qū)時間是不合理的。

圖3：正半周期內(nèi)S1 零電壓開通所需的死區(qū)時間

如果為所有開關(guān)周期選擇最大死區(qū)時間TZVS_max，可以保證S1在全工頻范圍內(nèi)實現(xiàn)零電壓開通。然而，額外的死區(qū)時間會導(dǎo)致S1在反向?qū)C(jī)制下的功率損耗，該功率損耗可以表示為：

其中，fs為開關(guān)頻率，Vf為GaN 器件反向?qū)▔航怠?/p>

此外，如果死區(qū)時間小于圖3所示的最小死區(qū)時間，則S1不能實現(xiàn)完全ZVS 開通，由部分硬開通造成的功率損耗可以表示為：

2.2 主開關(guān)管S2的ZVS開通

階段VI（t5-t6）對應(yīng)另一個諧振階段，為了實現(xiàn)主開關(guān)S2的ZVS 開通，需要將S2的結(jié)電容放電到零，為了保證ZVS 開通，需要加入ZVS 開通所需的負(fù)電感電流，該諧振階段內(nèi)電感電流iL1(t)和結(jié)電容瞬時電壓VCoss1(t)，VCoss2(t)滿足公式（11）-（14）：

圖4 給出了電感電流iL1與主開關(guān)管S2漏源級電壓Vds2之間的狀態(tài)平面軌跡圖，當(dāng)Vin≤ 0.5Vo時，如圖4(a)所示，Vds2在諧振階段內(nèi)可以放電至0，S2能自然實現(xiàn)零電壓開通。然而當(dāng)Vin> 0.5Vo時，如圖4(b)所示，Vds2只能放電至(2Vin-Vo)，導(dǎo)致主開關(guān)管S2無法完全實現(xiàn)零電壓開通，因而產(chǎn)生部分開通損耗，導(dǎo)致效率降低。

圖4：狀態(tài)平面圖

為實現(xiàn)主開關(guān)管S2的完全ZVS 開通，根據(jù)圖4(b)所示的狀態(tài)平面軌跡，需要延長同步整流開關(guān)管S1的導(dǎo)通時間Tex(t4-t5)，使S2結(jié)電容電壓能夠完全放電至零，該諧振階段內(nèi)開關(guān)管結(jié)電容電壓VCoss1(t)和VCoss2(t)可表示為：

為了實現(xiàn)S2的完全零電壓開通，S2的結(jié)電容電壓Vcoss2必須在開通前下降到零，那么S2的最小死區(qū)時間TZVS_S2可表示為：

圖5 分別給出了輸入交流電壓85 V 和220 V 條件下主開關(guān)管S2實現(xiàn)ZVS 開通所需的死區(qū)時間TZVS_S2，為了使所有GaN 器件造成的功率損耗最小，應(yīng)在每個開關(guān)周期內(nèi)實時更新死區(qū)時間，這將在下一節(jié)中通過數(shù)字控制實現(xiàn)。

圖5：正半周期內(nèi)S2 零電壓開通所需的死區(qū)時間

3 自適應(yīng)死區(qū)時間控制的數(shù)字實現(xiàn)

基于上一節(jié)CRM圖騰柱PFC 工作原理以及實現(xiàn)開關(guān)管完全ZVS 開通所需死區(qū)時間的分析，圖6 給出了自適應(yīng)死區(qū)時間控制的數(shù)字控制框圖，可以在全輸入電壓范圍內(nèi)實現(xiàn)所有開關(guān)管的ZVS開通。

圖6：自適應(yīng)死區(qū)時間數(shù)字控制框圖

如圖6所示，輸出電壓參考值Vo_ref與實際輸出電壓Vo之間的誤差被發(fā)送給電壓環(huán)PI 控制器，控制器決定主開關(guān)管S2的導(dǎo)通時間ton_c，同步整流管S1的關(guān)斷時間由零電流檢測(ZCD)信號觸發(fā)，工頻管Q1和Q2的門極驅(qū)動信號由輸入電壓極性決定。

從相的開關(guān)頻率由主相決定，從相主開關(guān)管S4的導(dǎo)通時間與主相相同，由電壓外環(huán)PI 控制器輸出獲得。通過DSP 中的Ecap 功能檢測主相的開關(guān)周期Tsw，然后將主相開關(guān)周期的一半Tsw/2 發(fā)送到從相，以確定從相同步整流管S3的關(guān)斷時刻。由此，可以保證從相與主相保持180 度相移，從而減小輸入電流紋波。

通過實時更新DSP 中相關(guān)死區(qū)寄存器的值實現(xiàn)所提自適應(yīng)死區(qū)時間控制，根據(jù)實時采樣的輸入電壓Vin和輸出電壓Vo，通過公式（8）和（17）即可計算出自適應(yīng)死區(qū)時間，從而實現(xiàn)所有高頻開關(guān)管的完全零電壓開通。

4 樣機(jī)及實驗結(jié)果

為了驗證所提自適應(yīng)死區(qū)時間控制策略，實驗室搭建了的一臺1 kW 圖騰柱無橋PFC 變換器樣機(jī)，如圖7所示。表1 給出了變換器主要參數(shù)，高頻開關(guān)管S1-S4選用GaN System 公司650-V/25-A GaN 器件（GS66508T），工頻開關(guān)管Q1/Q2選用英飛凌公司Si MOSFET（IMW65R027M1H），輸出電容采用兩個電解電容器（LGN2X101MELC30）并聯(lián)，數(shù)字控制器采用TI 公司DSP（TMS320F28377D）實現(xiàn)，電感磁芯選用DMEGC 公司PQ32-25，材質(zhì)為DMR95。

表1：GaN CRM圖騰柱PFC 變換器主要參數(shù)

圖7：GaN CRM圖騰柱無橋PFC 實驗樣機(jī)

圖8 給出了輸入電壓220 V，輸出電壓400 V 條件下的滿載實驗波形，兩相電感電流IL1和IL2交錯180 度，從而減小輸入電流紋波。

圖8：滿載實驗波形

圖9 給出了主相開關(guān)管ZVS 實現(xiàn)的實驗波形，基于所提自適應(yīng)死區(qū)時間控制策略，根據(jù)輸入與輸出電壓實時計算出開關(guān)管ZVS開通所需的死區(qū)時間，由圖9 可以看出，主相同步整流開關(guān)管S1和主開關(guān)管S2都實現(xiàn)完全零電壓開通，減小開關(guān)損耗，從而提高效率。

圖9：主相開關(guān)管ZVS 實現(xiàn)波形

5 結(jié)論

本文研究了CRM圖騰柱PFC 自適應(yīng)死區(qū)時間控制策略，實現(xiàn)了所有高頻開關(guān)管完全零電壓開通。對全輸入電壓范圍內(nèi)主開關(guān)管和同步整流開關(guān)管零電壓開通所需的死區(qū)時間進(jìn)行了理論分析，介紹了自適應(yīng)死區(qū)時間控制的數(shù)字實現(xiàn)方法。最后，搭建了一臺基于GaN 器件的1 kW 兩相交錯并聯(lián)CRM圖騰柱PFC 樣機(jī)，實驗驗證了所提自適應(yīng)死區(qū)時間控制策略的有效性。