俞夢(mèng)緣 ，溫 翾 ，游 彬

(1.杭州電子科技大學(xué) 電子信息學(xué)院，浙江 杭州 310018；2.杭州電子科技大學(xué) 信息工程學(xué)院，浙江 杭州 310018)

0 引言

環(huán)境射頻能量收集是一種為物聯(lián)網(wǎng)(IoT)中使用的設(shè)備供電的潛在應(yīng)用，這可能有助于實(shí)現(xiàn)如醫(yī)療、保健、環(huán)境和基礎(chǔ)設(shè)施管理[1-2]。隨著無(wú)線通信基礎(chǔ)設(shè)施(如WiFi、蜂窩和廣播系統(tǒng))的部署不斷增加，環(huán)境RF信號(hào)的功率密度通常已變得足夠大，足以支持用于IoT應(yīng)用的自持式和低功率設(shè)備[3]。

目前已經(jīng)設(shè)計(jì)了各種單頻帶采集系統(tǒng)來(lái)收集各種頻帶的RF能量，GSM-900[4]、GSM-1800[5]、3G[5]和WiFi[6]等。然而，因?yàn)榄h(huán)境射頻功率密度極低，因此可以利用設(shè)計(jì)多頻帶的能量采集系統(tǒng)來(lái)提高收集效率。如文獻(xiàn)[7]提出了一款可收集環(huán)境中的GSM900和GSM-1800頻段RF能量的系統(tǒng)，通過(guò)增加接收天線的端口來(lái)提高采集效率，該系統(tǒng)可以提供大于3.2 V的輸出直流電壓，大于-10 dBm的輸出直流功率以及大于42%的RF-DC效率。文獻(xiàn)[8]提出的雙頻射頻能量采集系統(tǒng)可采集2.45 GHz WiFi和3.5 GHz WiMAX頻段的能量。通過(guò)提出的樹(shù)狀天線和引入的兩個(gè)不同的徑向分支組成的匹配網(wǎng)絡(luò)來(lái)提高系統(tǒng)效率。輸入功率為0 dBm時(shí)，在2.45 GHz下，觀察到最大轉(zhuǎn)換效率為60%；在3.5 GHz下，最大轉(zhuǎn)換效率為53%。因此可以從系統(tǒng)的接收天線和匹配電路進(jìn)行設(shè)計(jì)。為了最大限度地利用環(huán)境射頻能量，可以利用頻域來(lái)充分利用環(huán)境射頻環(huán)境以及雙頻[9-10]、三頻[11]和四頻[5]等已經(jīng)有學(xué)者實(shí)現(xiàn)。

本文設(shè)計(jì)了一個(gè)雙頻段能量采集系統(tǒng)來(lái)采集WiFi頻段和GSM-1800頻段的能量。其中圓極化天線利用寄生貼片增加天線的阻抗帶寬和軸比帶寬，通過(guò)在天線上加載縫隙減小雙頻段處的S11。在雙頻整流電路中利用提出的匹配網(wǎng)絡(luò)來(lái)增加雙頻帶帶寬，使用單階倍壓電路提高整流效率。整個(gè)系統(tǒng)可實(shí)現(xiàn)采集環(huán)境中的GSM-1800和WiFi頻段的能量。

1 雙頻段能量采集系統(tǒng)設(shè)計(jì)

雙頻段能量采集系統(tǒng)由接收天線、阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)、整流器、直通濾波器和負(fù)載五部分構(gòu)成，如圖1所示。本設(shè)計(jì)將整個(gè)系統(tǒng)分為兩大模塊進(jìn)行測(cè)試，即雙頻段圓極化天線設(shè)計(jì)和雙頻整流電路設(shè)計(jì)。

圖1 射頻能量采集系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

1.1 雙頻段圓極化天線設(shè)計(jì)

常規(guī)的單極天線提供線性極化和窄帶功能。本文設(shè)計(jì)的圓極化天線能接收?qǐng)A極化波，在z＞0的情況下為右旋圓極化，在z＜0的情況下為左旋圓極化。該天線具有較寬的阻抗帶寬且具有雙頻帶的軸比帶寬。圓極化天線相比其他極化方式的優(yōu)勢(shì)有高靈敏度且易接收空間電磁波，同時(shí)還能抑制雨霧反射雜波的干擾[12]，更能適應(yīng)實(shí)際的應(yīng)用環(huán)境。圖2展示了用于收集射頻能量的圓極化天線的布局。微帶饋線和矩形微帶輻射器印在基板的頂面上，鏤空的接地結(jié)構(gòu)印在底面上，對(duì)稱槽由沿對(duì)角軸的兩個(gè)菱形部分組成。在頂層有一個(gè)矩形寄生貼片和兩個(gè)類似L形的寄生貼片，在底層蝕刻了一個(gè)縫隙，其目的是增加天線的阻抗帶寬且使其軸比帶寬可以包含GSM-1800頻段和WiFi頻段。圖3為天線的反射系數(shù)，可以看出GSM-1800頻段的最小S11為-16 dB，WiFi頻段的最小S11為-54 dB，兩個(gè)頻段的S11都能小于-15 dB。

圖2 設(shè)計(jì)的圓極化天線的布局

圖3 設(shè)計(jì)的圓極化天線的反射系數(shù)

圖4為所設(shè)計(jì)圓極化天線的軸比和增益?？梢钥闯鲈陔p頻段上的增益＞0 dBic，軸比帶寬＜3 dB，滿足天線的圓極化條件。圖5顯示了xoz平面和yoz平面中1.825 GHz和2.45 GHz的天線歸一化輻射方向圖。在+z方向上1.825 GHz和2.45 GHz處測(cè)得的RHCP和LHCP之間的交叉極化顯示良好的隔離度。從圖中可以得知，在z＞0的情況下為右旋圓極化，在z＜0的情況下為左旋圓極化。

圖4 雙頻段圓極化天線的軸比和增益

圖5 雙頻圓極化天線在1.825 GHz和2.45 GHz的歸一化輻射方向圖

1.2 雙頻整流電路設(shè)計(jì)

雙頻整流電路由匹配網(wǎng)絡(luò)、整流器、直通濾波器和負(fù)載RL組成。

1.2.1 匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

本文設(shè)計(jì)了一個(gè)匹配網(wǎng)絡(luò)來(lái)匹配GSM-1800和WiFi頻段如圖6所示，該網(wǎng)絡(luò)分為2部分。

圖6 匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

已知中心頻率f1為1.825 GHz，f2為2.45 GHz。partⅠ將匹配網(wǎng)絡(luò)右側(cè)的電路看成輸入阻抗ZinA(f1)和ZinA(f2)，使用傳輸線TL1使ZinA的實(shí)部幾乎恒定，而虛部在兩個(gè)工作頻率下共軛，即Im[ZA(f1)]=-Im[ZA(f2)]。假如傳輸線TL1可將ZinA轉(zhuǎn)換為阻抗ZA，其特性阻抗為Z1和θ1，則f1和f2處的ZA可表示為：

通過(guò)以上公式可計(jì)算出當(dāng)ZA(f1)=[ZA(f2)]*時(shí)的Z1和θ1。

導(dǎo)納YA可以表示為：

并聯(lián)一個(gè)短路短截線TL2可消除ZA的虛部，同時(shí)保持其實(shí)部不變。TL2的特性阻抗為Z2和θ2，可通過(guò)以下公式獲得：

利用part I的配置消除了ZinB的虛部，只留其實(shí)部。

PartⅡ由一個(gè)傳輸線TL5和一個(gè)Π 型網(wǎng)絡(luò)組成，其設(shè)計(jì)是為了拓寬雙頻帶整流器GSM-1800頻段的帶寬。將虛線框中Π 型網(wǎng)絡(luò)等效為傳輸線TL6，TL6在兩個(gè)工作頻率下具有相同的特性阻抗Z6和θ6?？赏ㄟ^(guò)分別構(gòu)建TL7和Π 型網(wǎng)絡(luò)的ABCD矩陣獲得TL3和TL4的參數(shù)[13]。傳輸線TL6在兩個(gè)工作頻率下將ZinC匹配到50 Ω 的阻抗值。圖7是加了Π 型網(wǎng)絡(luò)和未加之間的對(duì)比。從圖中可以看出GSM-1800頻段明顯拓寬，而WiFi頻段可保持帶寬不變。

圖7 Π 型網(wǎng)絡(luò)對(duì)帶寬的影響

1.2.2 單階倍壓整流器和直通濾波器設(shè)計(jì)

雙頻帶整流電路的整流器和直通濾波器設(shè)計(jì)如圖8所示。整流器選擇的是單階倍壓整流器，二極管D1、D2為肖特基二極管HSMS-2852。在低功率輸入下，該單階倍壓整流器可進(jìn)行整流增壓。直通濾波器由四個(gè)短路短截線組成。通常的直通濾波器由電容構(gòu)成，但是只適用于單頻帶電路。因?yàn)槠錈o(wú)法濾除基波和二次諧波分量，會(huì)影響整流效率。設(shè)計(jì)的四枝節(jié)直通濾波器可解決這個(gè)問(wèn)題，使TLA短截線諧振于1.825 GHz，TLB短截線諧振于2.45 GHz，TLC短截線諧振于3.65 GHz，TLD短截線諧振于4.9 GHz。由此可以確定直通濾波器的初始結(jié)構(gòu)。

圖8 整流器和直通濾波器的結(jié)構(gòu)

2 仿真和測(cè)試結(jié)果

基于設(shè)計(jì)的雙頻圓極化接收天線和帶有復(fù)雜匹配網(wǎng)絡(luò)的整流器，通過(guò)SMA轉(zhuǎn)換頭將整流器和天線直接相連來(lái)制造能量采集系統(tǒng)如圖9所示。天線尺寸為60 mm×60 mm，整流器的尺寸為117 mm×75 mm。隔直電容選擇的是150 pF的村田電容。整流二極管為Avago公司的HSMS-2852型號(hào)，封裝為SOT-23。負(fù)載電阻選擇的是1 000 Ω 的環(huán)形電阻。整流天線選用的介質(zhì)板是FR-4材料，其介電常數(shù)為4.4，損耗角為0.02，厚度為1.6 mm。

圖9 雙頻段能量采集系統(tǒng)實(shí)物圖

2.1 雙頻整流電路的RF-DC轉(zhuǎn)換效率測(cè)試

RF-DC轉(zhuǎn)換效率為整流器最重要的一個(gè)指標(biāo)，為整流電路將射頻能量轉(zhuǎn)換為直流功率的能力體現(xiàn)。可以通過(guò)以下公式計(jì)算獲得[10]：

其中PDC為輸出直流功率，Pin為輸入功率，VDC為輸出直流電壓，RL為負(fù)載電阻。

圖10比較了單頻輸入和雙頻輸入時(shí)RF-DC轉(zhuǎn)換效率和直流電壓隨著輸入功率變化的曲線。從圖中可以看出，輸入頻率為1.825 GHz時(shí)，最大的RF-DC轉(zhuǎn)換效率44%出現(xiàn)在輸入功率9.6 dBm時(shí)。輸入頻率為2.45 GHz時(shí)，最大的RF-DC轉(zhuǎn)換效率48.5%出現(xiàn)在輸入功率為9 dBm時(shí)。雙頻輸入功率為7.5 dBm時(shí)的最大RF-DC轉(zhuǎn)換效率為53%。比單頻輸入1.825 GHz時(shí)高了9%，比單頻輸入2.45 GHz時(shí)高了4.7%。直流電壓趨勢(shì)都是隨著輸入功率增加而增大。當(dāng)輸入功率為7.5 dBm時(shí)，雙頻輸入所得電壓值為1.73 V，比單頻輸入1.825 GHz和2.45 GHz時(shí)分別高0.175 V和0.08 V。因?yàn)榄h(huán)境中的GSM-1800和WiFi頻段的能量非常小，當(dāng)雙頻輸入功率為-20 dBm時(shí)，RF-DC轉(zhuǎn)換效率也有10%，直流電壓為0.032 V。通過(guò)以上比較可以得到結(jié)論，增加頻帶來(lái)采集環(huán)境RF能量是可行的。

圖10 RF-DC轉(zhuǎn)換效率和直流電壓隨著輸入功率變化圖

2.2 雙頻段能量采集系統(tǒng)的測(cè)試

用一個(gè)發(fā)光二極管代替整流電路中的負(fù)載，將其進(jìn)行如圖11所示的測(cè)試。將雙頻段能量采集系統(tǒng)放置于忙碌的路由器或者被呼叫的手機(jī)周?chē)玫降慕Y(jié)果如表1所示。

圖11 雙頻段能量采集系統(tǒng)測(cè)試

表1 雙頻段能量采集系統(tǒng)的實(shí)測(cè)結(jié)果

通過(guò)以上的實(shí)測(cè)可以再次驗(yàn)證，所設(shè)計(jì)的雙頻整流天線可采集環(huán)境中的GSM-1800和WiFi能量，且采集雙頻能量的能力比采集單頻能量更好。

3 結(jié)論

本文提出了一個(gè)由雙頻圓極化天線和雙頻整流電路組成的雙頻段射頻能量采集系統(tǒng)。雙頻圓極化天線通過(guò)增加寄生貼片和在地面開(kāi)槽來(lái)增大阻抗帶寬和軸比帶寬，使其帶寬涵蓋GSM-1800和WiFi頻段?；趩坞A的倍壓整流電路，設(shè)計(jì)了一個(gè)分為兩部分的匹配網(wǎng)絡(luò)使整流電路呈現(xiàn)雙頻帶特性。仿真結(jié)果表明，圓極化天線的阻抗帶寬為1 GHz～2.6 GHz，軸比帶寬為1.78 GHz～1.96 GHz和2.37 GHz～2.59 GHz。設(shè)計(jì)的雙頻整流器在雙頻輸入功率為7.5 dBm時(shí)的最大RF-DC轉(zhuǎn)換效率為53%，直流電壓為1.73 V。將設(shè)計(jì)的雙頻段能量采集系統(tǒng)放在路由器和被撥打的手機(jī)附近,可點(diǎn)亮一個(gè)LED燈實(shí)現(xiàn)其能量采集功能。因此，該系統(tǒng)可采集環(huán)境中的GSM-1800和WiFi能量。