杜 煒，賀其元，張 堅，馬 森

(海軍青島雷達聲納修理廠，青島 266000)

0 引言

在雷達、電子對抗裝備的修理過程中，往往需要使用微波功率計測量微波信號的功率(平均值或者峰值)。目前測量所使用的微波功率計都存在體積大、重量重、攜帶麻煩、不便于裝備現(xiàn)場維修等缺點，而且由于價格昂貴裝備配置率不高。針對這些問題，國內(nèi)一些技術(shù)人員在微波功率測試方面開展了相關模塊(設備)方面的研究和設計[1-5]，但這些模塊(設備)的頻率覆蓋范圍窄、功能單一，推廣應用不明顯。本文設計實現(xiàn)了一種體積小、成本低的便攜式微波峰值功率計，能夠滿足雷達、電子對抗裝備現(xiàn)場維修的微波功率測試需求，為裝備保障提供了新的維修手段，可以節(jié)約維修成本，提高維修效率，具有重要的經(jīng)濟和軍事意義。

1 方案設計和性能指標

1.1 方案設計

設計的便攜式微波峰值功率計工作原理圖如圖1所示。該微波峰值功率計主要由射頻檢波、數(shù)據(jù)采集、信號處理與顯示、電源等四部分構(gòu)成。射頻檢波負責將射頻信號功率轉(zhuǎn)換為與之對應的電壓信號；數(shù)據(jù)采集由信號調(diào)理模塊和A/D采集模塊組成，負責將轉(zhuǎn)換后的電壓信號變換成數(shù)字信號；信號處理與顯示部分以FPGA模塊和ARM主機板為核心單元，負責顯示檢波電壓包絡并計算輸入射頻信號的實際平均功率或峰值功率，通過軟件實現(xiàn)維修指導功能，顯示測試點參考指標要求，并指導下一步維修作業(yè)；電源為系統(tǒng)各模塊提供相應電源電壓。

圖1 便攜式微波峰值功率計主體框架結(jié)構(gòu)

1.2 指標要求

在常用雷達、電子對抗等裝備維修時，一般被測點的參數(shù)指標都是確定的，如果測量出的功率值低于指標即可判定為性能不達標。因此，修理人員對功率測量儀表的動態(tài)范圍要求并不高，相反的，便攜的設備構(gòu)造、簡單的操作方式顯得更加重要。為此，該功率計的設計主要考慮3個方面的主要需求：滿足指定裝備的微波功率測試需求；將傳感器內(nèi)置，做到設備體積最小化；操作界面簡單化，具有裝備維修指導功能。具體有以下主要性能指標：

1)頻率范圍：2～9 GHz；

2)功率范圍：0～-50 dBm；

3)測量精度：±1 dBm；

4)響應時間：≤50 ns；

2 便攜式微波峰值功率計的硬件設計與軟件實現(xiàn)

2.1 射頻檢波模塊

射頻檢波元件是峰值功率計的核心部件，目前常用的主要有晶體二極管和集成對數(shù)檢波芯片[6]。采用多通道及晶體二極管級聯(lián)的方式可以設計出較大動態(tài)范圍的晶體二極管傳感器，這也是專業(yè)功率計廠家大多采用的方式，但其后續(xù)電路復雜、設計難度較大，而且晶體二極管特性隨溫度變化較大，需要專門設計溫度補償電路[7]。集成對數(shù)檢波芯片是近些年隨著半導體技術(shù)發(fā)展孕育而生的，具有集成化程度高、寬線性動態(tài)范圍、溫度穩(wěn)定性好的特點，目前如美國模擬器件ADI公司、MAXIM半導體公司等芯片制造廠商均有類似的產(chǎn)品。根據(jù)設計性能要求，選用美國模擬器件(ADI)公司生產(chǎn)的AD8317對數(shù)功率轉(zhuǎn)換芯片作為射頻檢波元件。該芯片最高能在10 GHz下工作，其中在1 MHz～8 GHz范圍內(nèi)能夠保持精確的對數(shù)一致性，典型輸入動態(tài)范圍為55 dB(以50 Ω為基準)，最大溫度穩(wěn)定性±0.5 dB，同時具有6 ns/10 ns(下降沿/上升沿)的響應時間[8]，能夠滿足系統(tǒng)設計需要。由于系統(tǒng)設計指標中測量頻率的上限值超過該芯片保持精度的最大頻率8 GHz，系統(tǒng)采集檢波芯片輸出結(jié)果后需進行數(shù)據(jù)校正。

將AD8317芯片配制成測量模式，電路圖如圖2所示。將VSET與VOUT直連，設置模塊檢波輸出的對數(shù)斜率為-22 mV/dB(截距為15 dBm)。TADJ設置為懸空，減小高頻段的截距漂移，提高測量精度。R6為AD8317輸出負載，同時設置C3為懸空，并使用高速運算放大器SGM8061搭接成電壓跟隨器減小外界電路輸入阻抗對檢波模塊的影響，提高模塊的響應時間。將電路元件封裝在屏蔽盒內(nèi)，最大限度地減小外部干擾對測量結(jié)果的影響。

圖2 微波信號檢波模塊電路圖

2.2 信號調(diào)理模塊

信號調(diào)理模塊框圖如圖3所示，它作為微波信號檢波模塊與A/D采集模塊之間的過渡單元，主要用于完成微波檢波模塊輸出檢波波形的電壓變換，內(nèi)部的電壓變換模塊通過反向比例加減法電路將射頻檢波模塊輸出電壓轉(zhuǎn)換到AD采集模塊能夠使用的電壓范圍。另外，信號調(diào)理模塊中包含有一塊高精度雙通道數(shù)模變換器，它可以在外部控制信號的控制下產(chǎn)生兩路模擬電壓，其中一路作為模擬觸發(fā)電平送給觸發(fā)產(chǎn)生氣，當變換后的檢波電壓觸發(fā)電平門限后，將產(chǎn)生一個觸發(fā)脈沖，該觸發(fā)脈沖將送至FPGA模塊作為信號采集的觸發(fā)‘0’時刻。另一路模擬電壓主要用于完成系統(tǒng)的功能測試，當控制輸入繼電器將測試電平與電壓變換模塊相連接后，主機板可以自主產(chǎn)生測試電平信號完成系統(tǒng)后續(xù)功能測試與調(diào)試。在每一次開機時，為了消除電壓變換模塊的漂移，系統(tǒng)將自動切換至測試模式，對A/D模塊輸入范圍內(nèi)的電壓值進行一次數(shù)據(jù)校準。另外，在電路板設計時不同種類電源和地嚴格分離，所有輸入輸出控制信號采用光耦隔離，同時大量使用去耦電容以消除數(shù)字電路對模擬信號的干擾。

圖3 信號調(diào)理模塊結(jié)構(gòu)框圖

2.3 A/D采集模塊

A/D采集模塊采用MAXIM公司生產(chǎn)的10位模數(shù)轉(zhuǎn)換器MAX1448。該芯片可以在單路+3 V電源下工作，采用帶有寬帶跟蹤和保持的10階流水線結(jié)構(gòu)，最大采樣頻率達到80 MHz，同時，該芯片內(nèi)置電壓基準源，外圍電路簡單，輸入信號可以采用差分輸入也可以單端輸入[9]，能夠滿足系統(tǒng)設計需求。在硬件設計中，將MAX1448轉(zhuǎn)換芯片配置為單端輸入、緩沖型外置基準模式工作，由高精度電壓基準源REF3020芯片提供50 ppm/℃、2.048 V的外置基準電壓，電源輸入模擬端使用+3 V電源，數(shù)字端使用+3.3 V電源，數(shù)字、模擬電源分離減少相互干擾，同時轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)輸出端使用串聯(lián)電阻進行匹配，減少信號噪聲。時鐘端口與FPGA模塊相連接，接收FPGA模塊送來的可調(diào)采樣時鐘脈沖，時鐘頻率設計最高50 MHz。

2.4 FPGA模塊

FPGA模塊采用Altera公司Cyclone IV系列的EP4CE6E22C8芯片。該芯片包含有6 272個邏輯元件(LEs)，270 k字節(jié)嵌入式內(nèi)存，15個18*18嵌入式乘法器，2個PLL，91個用戶IO端口，可以滿足設計需要。FPGA內(nèi)部電路使用Altera公司的Quartus11.0軟件進行開發(fā)，該軟件集成了Altera的FPGA/CPLD開發(fā)中各個階段的所有工具，并為第三方軟件提供了無縫接口[10]。本系統(tǒng)中FPGA軟件開發(fā)采用混合編輯法，使用原理圖編輯頂層設計，結(jié)構(gòu)直觀便于修改，而內(nèi)部模塊使用文本編輯，通過波形仿真確定模塊的工作時序，通過Signal Tap II采集工作時內(nèi)部寄存器的工作狀態(tài)，排除設計中出現(xiàn)的異常情況。

FPGA模塊內(nèi)部設計有時鐘產(chǎn)生模塊、FIFO緩存器、FIFO控制模塊、觸發(fā)檢測模塊、通信接口模塊、寄存器模塊等功能模塊(如圖4所示)，主要用于完成以下功能：

圖4 FPGA內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖

1)產(chǎn)生采集時鐘，采集時鐘可以根據(jù)需要進行設置；

2)內(nèi)置FIFO模塊，采集并緩存AD采集模塊輸出的數(shù)據(jù)；

3)實現(xiàn)與主機板的通訊，內(nèi)置8個8位寄存器可控制FPGA內(nèi)模塊的工作狀態(tài)；

4)實現(xiàn)預采集功能，即能夠采集觸發(fā)信號之前若干點的數(shù)據(jù)；

5)配合主機板實現(xiàn)系統(tǒng)主要功能。

時鐘產(chǎn)生模塊接收外部有源晶振產(chǎn)生的50 MHz時鐘信號，通過PLL倍頻至100 MHz再分頻成其它功能模塊所需要的各種頻率。送給ADC的采樣時鐘頻率在工作中可以通過寄存器模塊中的控制字進行調(diào)整，最高頻率設定為50 MHz。配置FIFO緩存器數(shù)據(jù)總線寬度為10位，深度為500，其輸入、輸出時序由FIFO控制模塊完成。觸發(fā)檢測模塊接收信號調(diào)理模塊送來的觸發(fā)脈沖，進行數(shù)字濾波、整形后作為啟動采樣控制信號送FIFO控制器使用。FIFO控制器設計有預采集模式，確保在檢測到觸發(fā)脈沖后，系統(tǒng)能夠顯示觸發(fā)前的部分時長的檢波功率值。通信接口模塊負責與主機板進行通訊，接收主機板發(fā)送的控制字，發(fā)送狀態(tài)字或者FIFO緩存數(shù)據(jù)給主機板。寄存器模塊內(nèi)的存儲單元REG0～REG6用來存儲主機板送來的控制字并控制FPGA內(nèi)部模塊的工作，REG7作為狀態(tài)字寄存器存儲各模塊的工作狀態(tài)并通過通信接口模塊反饋給主機板。

2.5 ARM主機板及觸摸顯示屏

ARM主機板以意法半導體公司生產(chǎn)的STM32F407ZGT6芯片作為控制核心，該芯片是一款基于Cortex-M4 ARM內(nèi)核的32位微處理器，且內(nèi)部集成了192 kB SRAM和1M Flash，其工作頻率可達到168 MHz，同時芯片內(nèi)部含有豐富的ADC、SPI接口、IIC接口等片上資源，可以滿足本系統(tǒng)的需求。

觸摸顯示屏使用ALIENTEK生產(chǎn)的4.7寸TFT LCD電容式觸摸顯示屏。其中，顯示屏幕分辨率為800×480，16位真彩色顯示，采用NT35510驅(qū)動，自帶GRAM，無需外加驅(qū)動器，接口類型為Inter8080-16位并口；觸摸屏使用電容式觸摸，由GT9147芯片驅(qū)動，支持5點同時觸摸；電源電壓為背光5 V、其它3.3 V。

另外，主機板上還設計有系統(tǒng)供電電路、DS18B20溫度傳感器、AT24C08存儲器、下載接口以及與FPGA模塊、觸摸顯示屏相連接的接口等。其中，ARM芯片與顯示屏使用FSMC接口實現(xiàn)16位并行數(shù)據(jù)傳輸，與觸摸屏使用SPI接口通信，與DS18B20溫度傳感器使用單總線協(xié)議通信，與AT24C08存儲器使用IIC總線協(xié)議通信。

2.6 電源設計

為了減少繼電器、數(shù)字信號等大電流、脈沖信號對模擬信號的干擾、沖擊，提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性，系統(tǒng)采用分離電源設計，將所需電源劃分為數(shù)字5 V、數(shù)字3.3 V，模擬5 V、模擬3.3 V、模擬3 V五類，每種電源都使用單獨的穩(wěn)壓芯片供電，并在外部電源輸入端使用共模濾波器過濾輸入電源的共模干擾。在接地方式上，采用單點、多點混合接地的方式減少地噪聲，在信號調(diào)理模塊等數(shù)模混合電路中使用光電耦合器分離數(shù)字信號和模擬信號，并大量使用去耦電容減小經(jīng)電源系統(tǒng)耦合的噪聲。

2.7 軟件實現(xiàn)

主機板上ARM芯片使用C語言編程，Keil uVision5軟件環(huán)境進行編譯。軟件開發(fā)主要包括操作頁面軟件設計、脈沖測試模塊、連續(xù)波測試模塊、校準模塊、自測試模塊、調(diào)試模塊等功能程序模塊，以及支持功能程序模塊的基礎層函數(shù)。按照層級劃分，主機板軟件架構(gòu)如圖5所示。基礎層函數(shù)中的硬件驅(qū)動函數(shù)作為軟件和硬件的交互橋梁，將指令下達給硬件電路，同時接收測量的數(shù)據(jù)。上層的模塊調(diào)用下層的函數(shù)，實現(xiàn)模塊化設計。軟件流程圖如圖6所示，系統(tǒng)在每次開始時對信號調(diào)理模塊數(shù)據(jù)進行校準，消除因器件老化、參數(shù)變化造成的誤差，之后系統(tǒng)將按照指令寄存器中的數(shù)據(jù)調(diào)用對應的功能模塊，實現(xiàn)諸如頁面顯示、數(shù)據(jù)刷新、波形顯示、按鈕響應等功能。定時中斷函數(shù)主要用于完成對觸摸屏按鈕的采集、判斷，生成指令數(shù)據(jù)并存入指令寄存器。為了消除AD8317功率轉(zhuǎn)換芯片的誤差，提高測量的頻率范圍和精度，軟件中設計了校準數(shù)據(jù)庫，該數(shù)據(jù)庫可以通過校準模塊進行顯示、新增、刪除等操作。軟件中，系統(tǒng)固化了10組頻率的校準數(shù)據(jù)，在實際使用中，還可以利用標準信號源在校準模塊軟件提示下，針對指定頻率進行數(shù)據(jù)校準。校準數(shù)據(jù)儲存在AT24C08存儲器中，做到長期保存。在實際測量時，系統(tǒng)讀取對應或相近頻率的校準數(shù)據(jù)使用線形插值的方式計算出測量結(jié)果。

圖5 主機板軟件架構(gòu)圖

圖6 主機板軟件流程圖

3 試驗結(jié)果與分析

為驗證該便攜式微波功率計的測量精度，利用AV1487B微波合成掃頻信號發(fā)生器分別在不同頻率下對系統(tǒng)的平均功率及脈沖功率測量情況進行測試。使用連續(xù)波測量數(shù)據(jù)如表1所示，結(jié)果在設計指標范圍內(nèi)。而當微波合成掃頻信號發(fā)生器采用脈沖調(diào)制模式(脈寬1 μs，重頻1 ms)輸出時，測量結(jié)果卻出現(xiàn)了較大的誤差。

表1 射頻連續(xù)波信號測試

3.1 誤差來源

從攜式微波功率計自身結(jié)構(gòu)設計中分析，測試結(jié)果產(chǎn)生誤差的來源主要由以下幾個模塊產(chǎn)生：1)射頻檢波模塊產(chǎn)生的誤差σ檢；2)信號調(diào)理模塊產(chǎn)生的誤差σ調(diào)；3)A/D采集模塊產(chǎn)生誤差σAD；4)校準數(shù)據(jù)非線性誤差σ非線性；5)其它來源誤差。

σ檢主要包括射頻檢波模塊自身的輸出噪聲和因溫度變化造成的輸出變化，其中因溫度變化造成的輸出變化占主要方面。由于環(huán)境溫度不會突然升高或降低，且對數(shù)轉(zhuǎn)換芯片在不同的射頻頻率、功率條件下對環(huán)境溫度的敏感程度不相同，σ檢應當表現(xiàn)為一個固定誤差，該固定誤差與環(huán)境溫度和射頻頻率相關。

σ調(diào)主要為因器件性能改變、溫度變化造成的輸出結(jié)果漂移。設備在每次開機時會使用模擬電平對信號調(diào)理模塊進行數(shù)據(jù)校準，因此σ調(diào)可以忽略不計。

σAD主要是A/D變換器的量化誤差。由于MAX1448轉(zhuǎn)換芯片為10位AD變換器，信號調(diào)理模塊的放大倍數(shù)約為1.5倍，射頻檢波模塊輸出的對數(shù)斜率為-22 mV/dB，計算可得A/D變換器的量化誤差σAD約為：

σ非線性由射頻檢波模塊轉(zhuǎn)換曲線的非線性產(chǎn)生。由于設備標校時，校準曲線是對校準點采用線性插值的算法生成的，當射頻檢波模塊轉(zhuǎn)換曲線為非線性時，在兩校準點中間將出現(xiàn)誤差，該誤差可以通過增加校準點數(shù)據(jù)密度加以克服。

σ其他主要包括系統(tǒng)失配造成的檢波波形失真、系統(tǒng)受到干擾造成的功率測量誤差、噪聲誤差等。

3.2 連續(xù)波測量誤差分析

從數(shù)據(jù)結(jié)果上看，測量最大誤差0.4 dBm，其中低頻段的測量結(jié)果普遍偏大而高頻段測量結(jié)果卻普遍偏小。對射頻檢波模塊進行重新校準后再次測量，誤差消除。從誤差的出現(xiàn)規(guī)律分析，該誤差主要應為σ檢。設備初始校準時環(huán)境與測試時的環(huán)境存在溫差，射頻檢波芯片性能發(fā)生改變，從而在測試時產(chǎn)生誤差。而在當前環(huán)境溫度下重新校準后，該誤差不復現(xiàn)。

3.3 脈沖調(diào)制測量誤差分析

在使用脈寬1 μs，重頻1 ms調(diào)制信號進行測試時，測試發(fā)現(xiàn)低頻條件下測量結(jié)果與連續(xù)波測試相同，誤差較小，但在頻率較高時(9 GHz)，誤差較大，且輸入功率越大，測量誤差越大。經(jīng)過多次測試發(fā)現(xiàn)，不同頻率、功率條件下該誤差值基本固定不變，改變調(diào)制信號脈沖寬度后，發(fā)現(xiàn)當射頻頻率在9 GHz條件時，檢波信號出現(xiàn)前沿過沖現(xiàn)象，如圖7所示，輸入功率越大，過沖現(xiàn)象越明顯。該現(xiàn)象應為高頻條件下設備輸入端失配造成檢波信號波形失真，而設備自動采集檢波信號的最大值，從而造成測試結(jié)果偏大。當使用手動測量時，測量結(jié)果與真實值基本一致。

圖7 9 GHz脈沖調(diào)制信號檢波功率曲線

4 結(jié)束語

該便攜式微波峰值功率計結(jié)構(gòu)簡單、操作方便、實用性強，能夠滿足一線維修人員日常使用要求，已在實際使用中得到應用，受到使用者的肯定。下一步，該設備可以在以下幾方面進行改進。1)建立與環(huán)境溫度相關聯(lián)的校準數(shù)據(jù)庫；2)優(yōu)化、改善射頻輸入端性能，減小其在高頻段條件下產(chǎn)生的波形失真；3)優(yōu)化自動測量軟件功能，消除過沖、振鈴對測量結(jié)果的影響；4)增加指導裝備維修指導功能，提高技術(shù)人員的維修效率。