王振民 唐嘉健 羅犇德 饒杰 林三寶 徐孟嘉

摘要：波形控制有利于改善交流埋弧焊接質(zhì)量，但其對(duì)埋弧焊接電源的極性切換速度、過零點(diǎn)穩(wěn)弧以及動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度等均有著極高的要求，尤其在大電流交流脈沖埋弧焊接工況下的實(shí)現(xiàn)難度極大。為此，提出兩種大功率交流脈沖埋弧焊接電源的優(yōu)化控制策略，包括：次級(jí)逆變的臨界直通策略，可加快交流輸出時(shí)的極性切換速度;PI分離式控制算法，可提高焊接電源動(dòng)態(tài)波形輸出性能。通過模態(tài)分析和SMIULINK模型仿真方法，對(duì)所提出的優(yōu)化控制策略進(jìn)行了有效性分析，并將所提出的優(yōu)化策略在所研制的大功率交流脈沖埋弧焊接電源系統(tǒng)上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。結(jié)果表明，提出的波形控制策略可有效提高埋弧焊接電源的極性切換速度，同時(shí)可抑制復(fù)雜波形的電流超調(diào)、穩(wěn)態(tài)誤差和波形震蕩。

關(guān)鍵詞：埋弧焊;方波脈沖;極性切換;PI分離

中圖分類號(hào)：TG434? ? ? 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A? ? ? ? ?文章編號(hào)：1001-2003（2021）07-0001-05

DOI：10.7512/j.issn.1001-2303.2021.07.01

0? ? 前言

埋弧焊具有焊縫熔深大、熔敷速度快、自動(dòng)化程度高的特點(diǎn)，在中厚板長(zhǎng)焊縫的焊接領(lǐng)域中有著較為廣泛的應(yīng)用。為獲取更高的焊接效率，埋弧焊通常工作于大電流、高速度的狀態(tài)之下，不僅容易導(dǎo)致焊縫晶粒粗化，還會(huì)增大焊縫中氣孔、熱裂紋等缺陷出現(xiàn)的概率，降低焊縫的力學(xué)性能[1]。GMAW（熔化極氣體保護(hù)焊）的經(jīng)驗(yàn)表明，通過波形控制可以影響電弧焊時(shí)的熔滴過渡，進(jìn)而影響焊縫成形質(zhì)量[2]。Sengupta V和Mendez P通過實(shí)驗(yàn)發(fā)現(xiàn)，交流方波有助于加速埋弧焊的焊絲熔化速度，并加大熔池縱向挖掘的深度[3-4];Reisgen U的實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，脈沖電流可降低埋弧焊熔滴中的氫擴(kuò)散率，減少焊縫氫致裂紋的發(fā)生[5];王占英等人的實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，一定的脈沖頻率可加大埋弧焊縫的熔深和熔寬，抑制焊縫咬邊，同時(shí)細(xì)化焊縫晶粒[6]。因此，采用交流與脈沖相結(jié)合的復(fù)雜波形有望進(jìn)一步提高埋弧焊的焊接效率，優(yōu)化埋弧焊的焊接質(zhì)量。

由于埋弧焊通常在大電流下焊接，而在大電流下實(shí)現(xiàn)多種波形的優(yōu)化輸出對(duì)焊接電源的極性切換速度、過零點(diǎn)穩(wěn)弧、動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度、波形調(diào)控能力等均有著極高的要求，實(shí)現(xiàn)難度極大，目前國(guó)內(nèi)外仍未見對(duì)大功率交流脈沖埋弧焊接電源的相關(guān)研究報(bào)導(dǎo)。針對(duì)該難題，文中提出了兩種焊接電源輸出控制的優(yōu)化策略，并將其應(yīng)用于自行設(shè)計(jì)的埋弧焊接電源中，可實(shí)現(xiàn)多種大電流交流脈沖波形的柔性輸出和精密控制。

1 次級(jí)逆變臨界直通策略

研制的埋弧焊接電源主電路次級(jí)拓?fù)淙鐖D1所示，雙路全波整流配合并聯(lián)的半橋逆變結(jié)構(gòu)可實(shí)現(xiàn)大電流變極性輸出。由于耦合電感的雙向續(xù)流作用，在極性切換期間若輸出電流沒有發(fā)生衰減，那么在次級(jí)逆變正負(fù)電流通道切換完成后，反向電流可以在極短時(shí)間內(nèi)迅速達(dá)到極性切換前的電流值，使電流極性在極短時(shí)間內(nèi)完成切換[7]。

然而功率回路中的電氣元件并非理想器件。如正極性切換至負(fù)極性，當(dāng)IGBT1、IGBT2關(guān)斷IGBT3、IGBT4開通時(shí)，由于IGBT存在開關(guān)延時(shí)，即使次級(jí)逆變驅(qū)動(dòng)信號(hào)不存在死區(qū)時(shí)間，依然會(huì)存在某個(gè)短暫的時(shí)間區(qū)間IGBT1、IGBT2、IGBT3、IGBT4均處于高阻態(tài)，此時(shí)輸出端可視為斷開，輸出電流極速衰減，這不僅會(huì)影響極性切換速度，而且高額的di/dt與電感耦合還會(huì)產(chǎn)生極大的電壓應(yīng)力威脅器件的安全。

為保證極性切換速度，并降低極性切換時(shí)的電壓應(yīng)力，提出了一種次級(jí)逆變臨界直通策略：通過增大柵極關(guān)斷電阻延緩IGBT的關(guān)斷速度，使得IGBT3、IGBT4開通完成之前IGBT1、IGBT2仍處于導(dǎo)通電阻較小的狀態(tài)，如圖2所示，此時(shí)次級(jí)逆變處于一種臨界直通狀態(tài)，次級(jí)回路電流經(jīng)IGBT1、IGBT2不僅從負(fù)載流過，還可從IGBT3、IGBT4流過。因同時(shí)存在兩條電流回路且回路電阻較小，因此電流衰減較少，可保障交流極性切換的速度[8]，同時(shí)還能抑制電流變化所引起的電壓應(yīng)力對(duì)IGBT等器件造成的影響。但次級(jí)逆變IGBT的關(guān)斷速度不可過分延緩，一旦關(guān)斷速度過慢可能會(huì)造成次級(jí)逆變進(jìn)入真正的直通狀態(tài)，使得負(fù)載被短路輸出電流降為0，導(dǎo)致斷弧。

2 PI分離式控制算法

2.1 PID算法優(yōu)化

控制系統(tǒng)設(shè)定好預(yù)期目標(biāo)值后，閉環(huán)反饋回路將處理好的采樣值傳入到PID控制算法中進(jìn)行計(jì)算，通過調(diào)節(jié)初級(jí)逆變占空比使輸出電流逐步逼近目標(biāo)值，實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電流的高速精準(zhǔn)調(diào)控。

經(jīng)典的增量式PID公式如式（1）所示，相較于位置式PID其計(jì)算復(fù)雜度大大降低，可以良好地應(yīng)用于微處理器上，提高計(jì)算速度[9]。然而電源主電路并非理想的電氣回路，輸出復(fù)雜波形時(shí)頻繁的波形變化與電路中雜散參數(shù)耦合極易造成超調(diào)、波動(dòng)、延時(shí)、穩(wěn)態(tài)誤差等波形畸變。經(jīng)典的增量式PID在解決這些問題時(shí)表現(xiàn)乏力，因此提出了改進(jìn)后的PI分離式控制算法。

由式（1）可知，積分分量（KI）通過不斷累積輸出誤差增大控制量以逼近預(yù)設(shè)目標(biāo)值，消除系統(tǒng)靜態(tài)誤差。但焊接系統(tǒng)輸出響應(yīng)具有滯后性，輸出量無法及時(shí)反映控制量的變化情況，在大誤差階段，輸出誤差會(huì)過量累積，使得控制量Δuk極大增加，引起輸出超調(diào)。在輸出復(fù)雜波形時(shí)，積分分量的誤差過量累積情況會(huì)更加嚴(yán)重，引起嚴(yán)重的超調(diào)并造成后續(xù)的波形震蕩。為改善這一狀況，在式（1）的基礎(chǔ)上引入積分分離的方法，如式（2）所示，在大誤差階段大幅縮減積分分量，減少不必要的誤差累積;在小誤差區(qū)間恢復(fù)正常積分，抑制穩(wěn)態(tài)誤差的出現(xiàn)[10]。

但是，積分分量減少將會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)輸出的響應(yīng)速度較大幅度下降。由式（1）可知，當(dāng)前誤差值大于上一次誤差值時(shí)，可獲得正向比例增量（KP），反之為負(fù)。根據(jù)該特性，進(jìn)一步引入了比例分離的方法，如式（3）所示。以目標(biāo)值增大為例，在目標(biāo)值切換瞬間，增大KP可獲得極大的系統(tǒng)初始增量;隨著輸出值逐步逼近目標(biāo)值，比例分量轉(zhuǎn)變?yōu)樨?fù)，通過減小KP來抑制控制量的衰減;接近穩(wěn)態(tài)階段時(shí)大幅減小KP，精細(xì)化調(diào)控輸出波形的同時(shí)減小震蕩的發(fā)生。

2.2 系統(tǒng)模型搭建

為驗(yàn)證上述理論，在SIMULINK中搭建兩個(gè)焊接電源閉環(huán)反饋系統(tǒng)進(jìn)行仿真測(cè)試對(duì)比，如圖3所示。

圖3a為經(jīng)典PID控制系統(tǒng)。為使仿真模型能夠更加真實(shí)地反映焊接電源實(shí)際輸出情況，進(jìn)行了如下設(shè)計(jì)：將輸出電流誤差值進(jìn)行12位數(shù)字轉(zhuǎn)換，使其與ADC精度一致;PI環(huán)節(jié)通過保持器和之后模塊實(shí)現(xiàn)20 kHz的離散化增量調(diào)控，PI參數(shù)經(jīng)調(diào)節(jié)設(shè)定為（1.5，0.08）;將PI環(huán)節(jié)計(jì)算結(jié)果進(jìn)行最大、最小值限幅，以模擬焊接電源初級(jí)逆變的死區(qū)時(shí)間和最小脈寬，并將所得值與20 kHz的鋸齒波進(jìn)行比較輸出，可得初級(jí)逆變PWM仿真信號(hào)[11];忽略電氣回路中部分雜散因素，PWM信號(hào)與空載電壓乘積即為次級(jí)整流輸出端電壓信號(hào)，后續(xù)的LR環(huán)節(jié)中因寄生電容的影響可計(jì)算得到二階傳遞函數(shù);反饋環(huán)節(jié)為ADC采樣濾波模塊，由二階濾波系統(tǒng)和ADC采樣轉(zhuǎn)換滯后環(huán)節(jié)組成[12]。

圖3b為PI分離式控制系統(tǒng)，以經(jīng)典PID控制系統(tǒng)為基礎(chǔ)在PI環(huán)節(jié)中分別加入了輸出誤差判斷：①當(dāng)誤差值絕對(duì)值大于15%目標(biāo)值時(shí)，KI=0.01;誤差值小于15%目標(biāo)值時(shí)，KI=0.08;②當(dāng)誤差值絕對(duì)值大于90%目標(biāo)值時(shí)，KP=2;當(dāng)誤差值絕對(duì)值大于15%目標(biāo)值并小于90%目標(biāo)值時(shí)，KP=1.6;當(dāng)誤差值絕對(duì)值小于15%目標(biāo)值時(shí)，KP=1.3。

2.3 仿真測(cè)試

采用所搭建的兩個(gè)焊接系統(tǒng)模型進(jìn)行對(duì)比仿真實(shí)驗(yàn)。其中圖4為600 A階躍電流仿真輸出波形，參數(shù)測(cè)量結(jié)果如表1所示。由測(cè)量數(shù)據(jù)可以發(fā)現(xiàn)，相較于經(jīng)典PID控制系統(tǒng)，PI分離式控制系統(tǒng)雖然上升時(shí)間略慢，但電流超調(diào)量顯著降低，且達(dá)到穩(wěn)態(tài)值所用時(shí)間更短，無明顯的波形震蕩和穩(wěn)態(tài)誤差，階躍特性良好。為進(jìn)一步測(cè)試兩個(gè)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)差異，對(duì)兩個(gè)系統(tǒng)進(jìn)行脈沖輸出仿真測(cè)試，設(shè)定脈沖峰值為650 A，脈沖基值為400 A，脈沖頻率50 Hz，占空比50%。仿真輸出波形如圖5所示，輸出脈沖穩(wěn)定后的參數(shù)測(cè)量結(jié)果如表2所示。

可以發(fā)現(xiàn)經(jīng)典PID控制系統(tǒng)在輸出脈沖峰值時(shí)超調(diào)量較大，調(diào)節(jié)速度較慢;在輸出脈沖基值時(shí)超調(diào)量極大，調(diào)節(jié)速度極慢。而PI分離系統(tǒng)對(duì)于脈沖峰值和脈沖基值的電流超調(diào)均有著穩(wěn)定而優(yōu)異的抑制效果，且達(dá)到穩(wěn)態(tài)所需的調(diào)節(jié)時(shí)間更短，輸出的脈沖波形更為規(guī)整，動(dòng)特性表現(xiàn)更為優(yōu)異。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

3.1 輸出波形測(cè)試

以仿真優(yōu)化控制參數(shù)為指導(dǎo)，應(yīng)用自行研制的MZ-1250埋弧焊接電源進(jìn)行復(fù)雜波形輸出實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，實(shí)測(cè)波形如圖6所示。

圖6a為800 A階躍信號(hào)測(cè)試波形，實(shí)測(cè)電流最大超調(diào)13.25%，上升時(shí)間357.54 μs，調(diào)節(jié)時(shí)間1.8 ms，未觀察到明顯的穩(wěn)態(tài)誤差和波形震蕩。

圖6b為交流方波模式下測(cè)得的輸出電流波形，設(shè)定正向電流峰值1 000 A、反向電流峰值1 000 A、交流頻率50 Hz、交流占空比50%、理論有效值1 000 A。實(shí)測(cè)電流最大正向超調(diào)3.8%，最大反向超調(diào)4.8%;電流有效值987.6 A，偏差值1.24%;正反向切換時(shí)間343.96 μs，切換速度高達(dá)5.81 A/μs。

圖6c為變極性雙脈沖模式下測(cè)得的輸出電流波形，設(shè)定正向電流峰值800 A、正向電流基值600 A、反向電流值700 A、交流頻率60 Hz、交流占空比50%、脈沖頻率10 Hz、理論有效值700 A。實(shí)測(cè)電流最大正向超調(diào)6.2%，反向最大超調(diào)14%;電流有效值690.6 A，偏差值1.34%。

圖6d為變極性中值脈沖模式下測(cè)得的輸出波形，設(shè)定正向電流峰值450 A、正向電流基值300 A、反向電流值300 A、交流頻率50 Hz、交流占空比70%、脈沖占空比50%，理論有效值352.5 A。實(shí)測(cè)最大正向超調(diào)4.3%、最大反向超調(diào)8.1%;電流有效值353.22 A，偏差值0.2%。

由上述實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)和實(shí)驗(yàn)波形可知，優(yōu)化后的埋弧焊接電源電流上升速度和極性切換速度均非常快，并能在輸出交流脈沖波形時(shí)有效壓制電流超調(diào)，電流波形中均未觀察到明顯的穩(wěn)態(tài)誤差和波形震蕩。輸出電流有效值偏差較小，輸出波形十分規(guī)整。

3.2 焊接工藝實(shí)驗(yàn)

將所研制的大功率交流脈沖埋弧焊接電源與埋弧小車集成，搭建了埋弧焊接工藝平臺(tái)，進(jìn)行變極性雙脈沖焊接實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)采用直徑3.2 mm的H08A焊絲、HJ431焊劑，焊接試板為板厚8 mm的Q235F、小車行走速度54 cm/min;設(shè)定變極性雙脈沖正向峰值550 A、正向基值525 A、反向峰值500 A、交流頻率45 Hz、交流占空比70%、脈沖頻率5 Hz。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖7所示，焊縫成形均勻，魚鱗紋密集且清晰，未發(fā)現(xiàn)明顯的咬邊缺陷，焊接效果良好。

4 結(jié)論

（1）采用耦合電感配合次級(jí)逆變臨界直通策略可有效加快焊接電源交流極性的切換速度，±1 000 A下切換時(shí)間僅用343.96 μs，可有效提高交流埋弧焊時(shí)電弧的穩(wěn)定性及交流波形質(zhì)量。

（2）PI分離式控制算法相對(duì)于經(jīng)典的增量PID算法具有更好的動(dòng)態(tài)輸出控制性能，在保證電流上升速度的同時(shí)，還可有效抑制電流超調(diào)、波形震蕩和穩(wěn)態(tài)誤差的發(fā)生，極大地提高了大功率埋弧焊接電源的交流脈沖電流波形的輸出品質(zhì)。

參考文獻(xiàn)：

中國(guó)機(jī)械工程學(xué)會(huì)焊接學(xué)會(huì). 焊接手冊(cè) 第1卷[M]. 北京：機(jī)械工業(yè)出版社，1992：81-122.

孟疌. GMAW-P脈沖參數(shù)與熔滴過渡及焊縫成形關(guān)系建模及分析研究[D]. 上海：上海交通大學(xué)，2008.

Sengupta V，Mendez P F. Effect of Current on Metal Transfer in SAW，Part 2：AC[J]. Welding Journal，2017，96（7）：271-278.

Mendez P F，Goett G，Guest S. High-speed video of metal transfer in submerged arc welding[J]. Welding Journal，2015，94（10）：326-333.

Reisgen U，SchaFer J，Willms K. Analysis of the submerged arc in comparison between a pulsed and non-pulsed process[J]. Welding in the World，2016，60（4）：1-9.

王占英，劉叢，陳龍，等. 脈沖頻率對(duì)脈沖埋弧焊焊縫成形的影響[J]. 熱加工工藝，2018，47（9）：222-224.

陳杰，朱志明，王琳化，等. 新型變極性焊接電源二次逆變電路及其控制技術(shù)[J]. 焊接學(xué)報(bào)，2009（2）：29-33.

齊鉑金，王義朋，王曲. 快變換交流方波埋弧焊電源研制[J]. 航空制造技術(shù)，2016（17）：67-70，76.

王述彥，師宇，馮忠緒. 基于模糊PID控制器的控制方法研究[J]. 機(jī)械科學(xué)與技術(shù)，2011，30（1）：166-172.

曹敏，徐凌樺，李捍東. 積分分離的單神經(jīng)元PID控制算法及其研究[J]. 系統(tǒng)仿真技術(shù)，2010，6（3）：197-201.

王效華， 牛思先. 基于單片機(jī)PWM控制技術(shù)的實(shí)現(xiàn)[J]. 武漢理工大學(xué)學(xué)報(bào)，2010，217（1）：94-98.

董陽，彭曉宏，吳艷偉.基于MATLAB的Sigma-Delta ADC中數(shù)字濾波器設(shè)計(jì)[J]. 電子設(shè)計(jì)工程，2015（10）：175-178.