基于雙三相 PMSM車載充電器的雙環(huán)滑?？刂?/h1>
2021-09-02 03:57顧鴻赟劉陵順
微特電機(jī) 2021年8期
顧鴻赟，李 巖，劉陵順
(1.海軍航空大學(xué) 航空基礎(chǔ)學(xué)院，煙臺(tái) 264001；2.中國(guó)人民解放軍92925部隊(duì)，長(zhǎng)治 046000)
0 引 言
近年來(lái)，新能源汽車成為了汽車行業(yè)重點(diǎn)關(guān)注的新興產(chǎn)業(yè)。軍事領(lǐng)域中，混合動(dòng)力戰(zhàn)車和多電飛機(jī)也有了長(zhǎng)足的發(fā)展。低碳減排的電能驅(qū)動(dòng)，對(duì)電池的快速充電提出了更高要求[1]。根據(jù)充電方式的不同，可將充電器分為非車載充電器和車載充電器，其中車載充電器加裝在車體內(nèi)部，雖然體積質(zhì)量受限、充電功率較小，但成本較低，可用工頻單相或三相電源直接充電，使用更為方便[2]。輕便型大功率車載充電器成為了未來(lái)發(fā)展趨勢(shì)。
在車載充電器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)方面，文獻(xiàn)[3-5]對(duì)多相電機(jī)的驅(qū)動(dòng)充電集成一體化進(jìn)行了研究，介紹了不同類型的驅(qū)動(dòng)充電一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和充電模式的工作原理。文獻(xiàn)[6-7]提出了采用九開(kāi)關(guān)電源變換器的六相永磁同步電機(jī)驅(qū)動(dòng)充電一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，電力電子元件數(shù)量相比六相變換器又減少了三分之一。在充電器控制策略方面，文獻(xiàn)[8-9]采用傳統(tǒng)PI控制策略。這類控制策略的穩(wěn)定性依賴于電機(jī)模型和系統(tǒng)參數(shù)，易受外界干擾影響。而滑模變結(jié)構(gòu)控制實(shí)質(zhì)上屬于非線性控制算法，具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快、自適應(yīng)能力強(qiáng)、穩(wěn)定范圍寬等優(yōu)點(diǎn)[10-14]。在滑?？刂期吔芍?，積分趨近率能夠減小穩(wěn)態(tài)誤差，抑制抖振[15]，更適用于本文的車載充電器充電模型。
為提高車載充電器的抗干擾能力和動(dòng)靜態(tài)性能，減少電力元件的損耗，本文采用驅(qū)動(dòng)充電一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)了充電模式下電壓電流雙環(huán)滑?？刂撇呗裕Y(jié)合SVPWM技術(shù)實(shí)現(xiàn)電力開(kāi)關(guān)控制。通過(guò)仿真，驗(yàn)證了雙環(huán)滑?？刂频能囕d充電器比傳統(tǒng)的PI控制系統(tǒng)具有更優(yōu)的穩(wěn)定性、魯棒性和動(dòng)態(tài)性能。
1 車載充電器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理
1.1 驅(qū)動(dòng)/充電一體化的車載充電器工作原理
本文驅(qū)動(dòng)/充電一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。此拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由車體內(nèi)部的六相永磁同步電機(jī)(具有兩個(gè)獨(dú)立的中性點(diǎn))、九開(kāi)關(guān)變換器和四個(gè)接觸器(S1～S4)組成，由車體外部的工頻三相交流電源供電。當(dāng)系統(tǒng)工作在充電模式下，接觸器 S1～S4斷開(kāi)，外部的三相電源接入車體，三相電源的A相連接電機(jī)a、d相，B相連接b、f相，C相連接c、e相，九開(kāi)關(guān)變換器的中位開(kāi)關(guān)Gm1～Gm3始終導(dǎo)通(簡(jiǎn)化為短路)。這種連接方式讓兩套定子繞組中產(chǎn)生一對(duì)大小相等、方向相反的旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)，磁場(chǎng)同時(shí)作用于轉(zhuǎn)子，轉(zhuǎn)矩相互抵消[4,16]。由于汽車充電過(guò)程和驅(qū)動(dòng)過(guò)程不會(huì)同時(shí)存在，因此，車輛行駛前卸下外接的三相電源后，系統(tǒng)可工作在驅(qū)動(dòng)模式下，控制系統(tǒng)將接觸器S1～S4閉合，電池的直流電經(jīng)九開(kāi)關(guān)變換器轉(zhuǎn)化為交流電，驅(qū)動(dòng)電機(jī)轉(zhuǎn)動(dòng)。本文驅(qū)動(dòng)過(guò)程不予討論。
圖1 車載充電器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖
系統(tǒng)工作在充電模式下，將對(duì)稱/非對(duì)稱六相永磁同步電機(jī)(以下簡(jiǎn)稱PMSM)進(jìn)行Clarke變換[4,17]，機(jī)電能量轉(zhuǎn)換平面(α-β平面)中電流分量如表1所示。對(duì)于對(duì)稱六相PMSM，電流分量為iα=iβ=0，則不存在機(jī)電能量轉(zhuǎn)換。對(duì)于非對(duì)稱六相PMSM，其電流分量iα、iβ的數(shù)值大小成比例(iα/iβ≈3.73)，相位相同，產(chǎn)生脈動(dòng)磁場(chǎng)，這種磁場(chǎng)也不能使電機(jī)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)動(dòng)。即兩種電機(jī)都可以在充電過(guò)程中保持轉(zhuǎn)子靜止，定子作濾波電感，本文采用對(duì)稱六相PMSM。
表1
本文重點(diǎn)研究AC-DC整流過(guò)程，有關(guān) DC-DC二級(jí)變換器和蓄電池模型暫不考慮，并用電阻代替。
1.2 充電模式下電路圖的等效簡(jiǎn)化
經(jīng)過(guò)分析計(jì)算，在充電模式下，通過(guò)調(diào)整六相PMSM與三相電源連接順序，定子無(wú)法產(chǎn)生旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)使轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)動(dòng)，定子繞組可充當(dāng)濾波元件，九開(kāi)關(guān)變換器的中間三個(gè)開(kāi)關(guān)始終處于導(dǎo)通狀態(tài)。因此，圖1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以等效為如圖2所示的電路圖。圖2中，每?jī)上嗬@組并聯(lián)，每相定子繞組的電阻、電感相等，進(jìn)一步可將圖2中三條支路中并聯(lián)的電阻、電感值整體等效為R、L。
圖2 充電模式下拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)化圖
2 雙環(huán)滑模變結(jié)構(gòu)控制策略
對(duì)于本文的車載充電器模型，設(shè)計(jì)控制策略有兩個(gè)目標(biāo)：一是當(dāng)系統(tǒng)運(yùn)行在充電模式下，輸出直流電壓能快速穩(wěn)定地跟蹤給定電壓值，并在系統(tǒng)參數(shù)發(fā)生變化時(shí)，有良好的抗擾能力；二是系統(tǒng)能夠工作在單位功率因數(shù)下，諧波較小，減少對(duì)三相電網(wǎng)的污染，同時(shí)減少電機(jī)的機(jī)械振動(dòng)。
圖3 雙環(huán)滑模控制結(jié)構(gòu)圖
2.1 電壓環(huán)滑?？刂圃O(shè)計(jì)
根據(jù)等效電路圖，對(duì)于交流側(cè)，根據(jù)基爾霍夫電壓定律可得到系統(tǒng)在三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型：
(1)
對(duì)于直流側(cè)，根據(jù)基爾霍夫電流定律可知：
(2)
根據(jù)直流側(cè)與交流側(cè)的功率平衡關(guān)系，可知：
udid+uqiq=idcVdc
(3)
式(3)中,ud、uq、id、iq為d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電壓電流分量，iC為流過(guò)電容的電流，iR為流過(guò)負(fù)載RL的電流，Vdc為直流側(cè)電壓。將式(2)代入式(3)：
(4)
通過(guò)控制交流側(cè)電流，達(dá)到控制直流側(cè)電壓的目的，因此采用積分趨近律設(shè)計(jì)電壓環(huán)滑模面：
(5)
則對(duì)式(5)求導(dǎo)得：
(6)
將式(4)代入，可得：
(7)
設(shè)計(jì)電壓環(huán)虛擬控制id的期望值：
(8)
式中：ρu>0。
考慮Lyapunov函數(shù)：
(9)
則：
(10)
2.2 電流環(huán)滑?？刂圃O(shè)計(jì)
在d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，式(1)可寫成：
(11)
式(11)寫成矩陣形式：
(12)
通過(guò)控制交流側(cè)電壓，達(dá)到控制交流側(cè)電流的目的，同樣采用積分趨近律設(shè)計(jì)電流環(huán)滑模面：
(13)
對(duì)式(13)求導(dǎo)，得：
(14)
同理，設(shè)計(jì)電流環(huán)虛擬控制量ud、uq的期望值：
(15)
關(guān)于Lyapunov穩(wěn)定性的證明與電壓環(huán)類似，不再贅述。
3 仿真驗(yàn)證
3.1 系統(tǒng)參數(shù)配置
為驗(yàn)證本文控制策略的可行性和有效性，并與傳統(tǒng)PI控制策略對(duì)比，分析兩種控制策略的優(yōu)缺點(diǎn)，將兩種控制策略同時(shí)作用于系統(tǒng)，系統(tǒng)參數(shù)如表2所示。
表2 系統(tǒng)參數(shù)
在控制策略參數(shù)設(shè)置中，電流環(huán)的動(dòng)態(tài)性能影響電壓環(huán)的穩(wěn)定性，進(jìn)而會(huì)影響到整個(gè)車載充電器閉環(huán)控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性。為了實(shí)現(xiàn)收斂速度快的電流環(huán)滑?？刂?，在仿真過(guò)程中采用電流環(huán)收斂速度大于電壓環(huán)的收斂速度，從而保證整個(gè)系統(tǒng)的穩(wěn)定性。本仿真中?。簁1=170，kd=kq=1 500，ρu=ρd=ρq=1。
3.2 仿真環(huán)境搭建
利用MATLAB/Simulink搭建集成車載充電器控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖，如圖4所示。
圖4 系統(tǒng)仿真結(jié)構(gòu)圖
電壓環(huán)滑?？刂颇K按式(8)搭建，仿真圖如圖5所示。電流環(huán)滑?？刂颇K按式(15)搭建，仿真圖如圖6所示。有關(guān)六相電機(jī)的模擬仿真詳見(jiàn)文獻(xiàn)[18-19]。
圖5 電壓環(huán)滑模控制模塊
圖6 電流環(huán)滑?？刂颇K
3.3 仿真結(jié)果分析
設(shè)置初始給定直流輸出電壓為700 V，在0.1 s后，給定直流輸出電壓設(shè)置為800 V，兩種控制策略的響應(yīng)曲線如圖7所示。
圖7 給定直流電壓變化時(shí)，輸出直流電壓對(duì)比
在起動(dòng)階段，滑?？刂撇呗远寄苁瓜到y(tǒng)在0.03 s內(nèi)將輸出直流電壓穩(wěn)定在700 V，而PI控制策略在0.03 s時(shí)，直流輸出電壓Vdc≈735 V，隨后誤差緩慢減小，到t=0.1 s時(shí)，直流輸出電壓Vdc≈713 V 。
當(dāng)給定直流電壓發(fā)生跳變時(shí)，滑模控制策略能在0.02 s內(nèi)，將直流輸出電壓平滑地升至800 V。PI控制策略過(guò)渡時(shí)間較長(zhǎng)，過(guò)渡到穩(wěn)態(tài)后誤差逐漸減小，電壓最終穩(wěn)定在Vdc≈804 V。
3.3.2 直流側(cè)負(fù)載電阻RL變化的情況
設(shè)置初始負(fù)載電阻RL=40 Ω，0.1 s后設(shè)置RL=20 Ω，在不改變?nèi)魏慰刂茀?shù)的條件下，兩種控制策略的響應(yīng)曲線如圖8所示。
圖8 直流側(cè)負(fù)載電阻變化時(shí)，輸出直流電壓對(duì)比
滑?？刂撇呗缘妮敵鲋绷麟妷航?jīng)過(guò)平穩(wěn)過(guò)渡后，在t=0.12 s后能夠穩(wěn)定在給定電壓700 V；而PI控制策略的直流電壓在t=0.14 s以后穩(wěn)定在668 V，穩(wěn)態(tài)誤差為32 V?？梢?jiàn)，在控制參數(shù)不變的情況下，PI控制策略易受直流側(cè)負(fù)載的影響，當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，無(wú)法較好地跟蹤給定直流電壓。
3.3.3 功率因數(shù)及諧波分析
設(shè)置給定直流電壓為700 V，分析兩種控制策略運(yùn)行下系統(tǒng)的功率因數(shù)和諧波。
根據(jù)圖9可知，兩種控制策略均能在單位功率因數(shù)(均大于0.995)下運(yùn)行，但PI控制策略下功率因數(shù)的波動(dòng)略大于雙滑?？刂撇呗?，并且在起動(dòng)階段，滑?？刂撇呗缘墓β室驍?shù)(cosφ>0.73)大于PI控制策略下功率因數(shù)(cosφ>0.52)。圖10為兩種控制策略下A相電流諧波含量分析圖。其中滑?？刂撇呗韵翧相電流總諧波畸變率THD=0.84%，PI控制策略下的A相電流總諧波畸變率THD=4.00%。
圖9 兩種控制策略下系統(tǒng)的功率因數(shù)
圖10 諧波分析圖
通過(guò)仿真結(jié)果的分析可見(jiàn)，對(duì)比傳統(tǒng)PI控制策略，采用積分趨近律的雙閉環(huán)滑?？刂撇呗詫?duì)給定電壓和直流側(cè)負(fù)載的擾動(dòng)具有更好的魯棒性，動(dòng)態(tài)性能更優(yōu)，并實(shí)現(xiàn)了網(wǎng)側(cè)電流單位功率因數(shù)控制，使得交流側(cè)電流的總諧波畸變率更小，對(duì)三相電網(wǎng)的污染更少。
4 結(jié) 語(yǔ)
本文以集成雙三相PMSM和九開(kāi)關(guān)變換器的車載充電器模型為研究對(duì)象，運(yùn)用滑模變結(jié)構(gòu)控制及SVPWM技術(shù)，采用積分趨近律設(shè)計(jì)充電模式下電壓電流雙環(huán)滑模控制策略。通過(guò)仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，與傳統(tǒng)的雙閉環(huán)PI控制策略對(duì)比，在保證單位功率因數(shù)運(yùn)行和電機(jī)不轉(zhuǎn)動(dòng)的前提下，當(dāng)系統(tǒng)參數(shù)發(fā)生變化時(shí)，雙環(huán)滑模控制策略擁有更優(yōu)抗干擾能力和動(dòng)態(tài)性能。
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在車載充電器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)方面，文獻(xiàn)[3-5]對(duì)多相電機(jī)的驅(qū)動(dòng)充電集成一體化進(jìn)行了研究，介紹了不同類型的驅(qū)動(dòng)充電一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和充電模式的工作原理。文獻(xiàn)[6-7]提出了采用九開(kāi)關(guān)電源變換器的六相永磁同步電機(jī)驅(qū)動(dòng)充電一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，電力電子元件數(shù)量相比六相變換器又減少了三分之一。在充電器控制策略方面，文獻(xiàn)[8-9]采用傳統(tǒng)PI控制策略。這類控制策略的穩(wěn)定性依賴于電機(jī)模型和系統(tǒng)參數(shù)，易受外界干擾影響。而滑模變結(jié)構(gòu)控制實(shí)質(zhì)上屬于非線性控制算法，具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快、自適應(yīng)能力強(qiáng)、穩(wěn)定范圍寬等優(yōu)點(diǎn)[10-14]。在滑?？刂期吔芍?，積分趨近率能夠減小穩(wěn)態(tài)誤差，抑制抖振[15]，更適用于本文的車載充電器充電模型。
為提高車載充電器的抗干擾能力和動(dòng)靜態(tài)性能，減少電力元件的損耗，本文采用驅(qū)動(dòng)充電一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)了充電模式下電壓電流雙環(huán)滑?？刂撇呗裕Y(jié)合SVPWM技術(shù)實(shí)現(xiàn)電力開(kāi)關(guān)控制。通過(guò)仿真，驗(yàn)證了雙環(huán)滑?？刂频能囕d充電器比傳統(tǒng)的PI控制系統(tǒng)具有更優(yōu)的穩(wěn)定性、魯棒性和動(dòng)態(tài)性能。
1 車載充電器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理
1.1 驅(qū)動(dòng)/充電一體化的車載充電器工作原理
本文驅(qū)動(dòng)/充電一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。此拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由車體內(nèi)部的六相永磁同步電機(jī)(具有兩個(gè)獨(dú)立的中性點(diǎn))、九開(kāi)關(guān)變換器和四個(gè)接觸器(S1～S4)組成，由車體外部的工頻三相交流電源供電。當(dāng)系統(tǒng)工作在充電模式下，接觸器 S1～S4斷開(kāi)，外部的三相電源接入車體，三相電源的A相連接電機(jī)a、d相，B相連接b、f相，C相連接c、e相，九開(kāi)關(guān)變換器的中位開(kāi)關(guān)Gm1～Gm3始終導(dǎo)通(簡(jiǎn)化為短路)。這種連接方式讓兩套定子繞組中產(chǎn)生一對(duì)大小相等、方向相反的旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)，磁場(chǎng)同時(shí)作用于轉(zhuǎn)子，轉(zhuǎn)矩相互抵消[4,16]。由于汽車充電過(guò)程和驅(qū)動(dòng)過(guò)程不會(huì)同時(shí)存在，因此，車輛行駛前卸下外接的三相電源后，系統(tǒng)可工作在驅(qū)動(dòng)模式下，控制系統(tǒng)將接觸器S1～S4閉合，電池的直流電經(jīng)九開(kāi)關(guān)變換器轉(zhuǎn)化為交流電，驅(qū)動(dòng)電機(jī)轉(zhuǎn)動(dòng)。本文驅(qū)動(dòng)過(guò)程不予討論。
圖1 車載充電器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖
系統(tǒng)工作在充電模式下，將對(duì)稱/非對(duì)稱六相永磁同步電機(jī)(以下簡(jiǎn)稱PMSM)進(jìn)行Clarke變換[4,17]，機(jī)電能量轉(zhuǎn)換平面(α-β平面)中電流分量如表1所示。對(duì)于對(duì)稱六相PMSM，電流分量為iα=iβ=0，則不存在機(jī)電能量轉(zhuǎn)換。對(duì)于非對(duì)稱六相PMSM，其電流分量iα、iβ的數(shù)值大小成比例(iα/iβ≈3.73)，相位相同，產(chǎn)生脈動(dòng)磁場(chǎng)，這種磁場(chǎng)也不能使電機(jī)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)動(dòng)。即兩種電機(jī)都可以在充電過(guò)程中保持轉(zhuǎn)子靜止，定子作濾波電感，本文采用對(duì)稱六相PMSM。
表1
本文重點(diǎn)研究AC-DC整流過(guò)程，有關(guān) DC-DC二級(jí)變換器和蓄電池模型暫不考慮，并用電阻代替。
1.2 充電模式下電路圖的等效簡(jiǎn)化
經(jīng)過(guò)分析計(jì)算，在充電模式下，通過(guò)調(diào)整六相PMSM與三相電源連接順序，定子無(wú)法產(chǎn)生旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)使轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)動(dòng)，定子繞組可充當(dāng)濾波元件，九開(kāi)關(guān)變換器的中間三個(gè)開(kāi)關(guān)始終處于導(dǎo)通狀態(tài)。因此，圖1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以等效為如圖2所示的電路圖。圖2中，每?jī)上嗬@組并聯(lián)，每相定子繞組的電阻、電感相等，進(jìn)一步可將圖2中三條支路中并聯(lián)的電阻、電感值整體等效為R、L。
圖2 充電模式下拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)化圖
2 雙環(huán)滑模變結(jié)構(gòu)控制策略
對(duì)于本文的車載充電器模型，設(shè)計(jì)控制策略有兩個(gè)目標(biāo)：一是當(dāng)系統(tǒng)運(yùn)行在充電模式下，輸出直流電壓能快速穩(wěn)定地跟蹤給定電壓值，并在系統(tǒng)參數(shù)發(fā)生變化時(shí)，有良好的抗擾能力；二是系統(tǒng)能夠工作在單位功率因數(shù)下，諧波較小，減少對(duì)三相電網(wǎng)的污染，同時(shí)減少電機(jī)的機(jī)械振動(dòng)。
圖3 雙環(huán)滑模控制結(jié)構(gòu)圖
2.1 電壓環(huán)滑?？刂圃O(shè)計(jì)
根據(jù)等效電路圖，對(duì)于交流側(cè)，根據(jù)基爾霍夫電壓定律可得到系統(tǒng)在三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型：
(1)
對(duì)于直流側(cè)，根據(jù)基爾霍夫電流定律可知：
(2)
根據(jù)直流側(cè)與交流側(cè)的功率平衡關(guān)系，可知：
udid+uqiq=idcVdc
(3)
式(3)中,ud、uq、id、iq為d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電壓電流分量，iC為流過(guò)電容的電流，iR為流過(guò)負(fù)載RL的電流，Vdc為直流側(cè)電壓。將式(2)代入式(3)：
(4)
通過(guò)控制交流側(cè)電流，達(dá)到控制直流側(cè)電壓的目的，因此采用積分趨近律設(shè)計(jì)電壓環(huán)滑模面：
(5)
則對(duì)式(5)求導(dǎo)得：
(6)
將式(4)代入，可得：
(7)
設(shè)計(jì)電壓環(huán)虛擬控制id的期望值：
(8)
式中：ρu>0。
考慮Lyapunov函數(shù)：
(9)
則：
(10)
2.2 電流環(huán)滑?？刂圃O(shè)計(jì)
在d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，式(1)可寫成：
(11)
式(11)寫成矩陣形式：
(12)
通過(guò)控制交流側(cè)電壓，達(dá)到控制交流側(cè)電流的目的，同樣采用積分趨近律設(shè)計(jì)電流環(huán)滑模面：
(13)
對(duì)式(13)求導(dǎo)，得：
(14)
同理，設(shè)計(jì)電流環(huán)虛擬控制量ud、uq的期望值：
(15)
關(guān)于Lyapunov穩(wěn)定性的證明與電壓環(huán)類似，不再贅述。
3 仿真驗(yàn)證
3.1 系統(tǒng)參數(shù)配置
為驗(yàn)證本文控制策略的可行性和有效性，并與傳統(tǒng)PI控制策略對(duì)比，分析兩種控制策略的優(yōu)缺點(diǎn)，將兩種控制策略同時(shí)作用于系統(tǒng)，系統(tǒng)參數(shù)如表2所示。
表2 系統(tǒng)參數(shù)
在控制策略參數(shù)設(shè)置中，電流環(huán)的動(dòng)態(tài)性能影響電壓環(huán)的穩(wěn)定性，進(jìn)而會(huì)影響到整個(gè)車載充電器閉環(huán)控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性。為了實(shí)現(xiàn)收斂速度快的電流環(huán)滑?？刂?，在仿真過(guò)程中采用電流環(huán)收斂速度大于電壓環(huán)的收斂速度，從而保證整個(gè)系統(tǒng)的穩(wěn)定性。本仿真中?。簁1=170，kd=kq=1 500，ρu=ρd=ρq=1。
3.2 仿真環(huán)境搭建
利用MATLAB/Simulink搭建集成車載充電器控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖，如圖4所示。
圖4 系統(tǒng)仿真結(jié)構(gòu)圖
電壓環(huán)滑?？刂颇K按式(8)搭建，仿真圖如圖5所示。電流環(huán)滑?？刂颇K按式(15)搭建，仿真圖如圖6所示。有關(guān)六相電機(jī)的模擬仿真詳見(jiàn)文獻(xiàn)[18-19]。
圖5 電壓環(huán)滑模控制模塊
圖6 電流環(huán)滑?？刂颇K
3.3 仿真結(jié)果分析
設(shè)置初始給定直流輸出電壓為700 V，在0.1 s后，給定直流輸出電壓設(shè)置為800 V，兩種控制策略的響應(yīng)曲線如圖7所示。
圖7 給定直流電壓變化時(shí)，輸出直流電壓對(duì)比
在起動(dòng)階段，滑?？刂撇呗远寄苁瓜到y(tǒng)在0.03 s內(nèi)將輸出直流電壓穩(wěn)定在700 V，而PI控制策略在0.03 s時(shí)，直流輸出電壓Vdc≈735 V，隨后誤差緩慢減小，到t=0.1 s時(shí)，直流輸出電壓Vdc≈713 V 。
當(dāng)給定直流電壓發(fā)生跳變時(shí)，滑模控制策略能在0.02 s內(nèi)，將直流輸出電壓平滑地升至800 V。PI控制策略過(guò)渡時(shí)間較長(zhǎng)，過(guò)渡到穩(wěn)態(tài)后誤差逐漸減小，電壓最終穩(wěn)定在Vdc≈804 V。
3.3.2 直流側(cè)負(fù)載電阻RL變化的情況
設(shè)置初始負(fù)載電阻RL=40 Ω，0.1 s后設(shè)置RL=20 Ω，在不改變?nèi)魏慰刂茀?shù)的條件下，兩種控制策略的響應(yīng)曲線如圖8所示。
圖8 直流側(cè)負(fù)載電阻變化時(shí)，輸出直流電壓對(duì)比
滑?？刂撇呗缘妮敵鲋绷麟妷航?jīng)過(guò)平穩(wěn)過(guò)渡后，在t=0.12 s后能夠穩(wěn)定在給定電壓700 V；而PI控制策略的直流電壓在t=0.14 s以后穩(wěn)定在668 V，穩(wěn)態(tài)誤差為32 V?？梢?jiàn)，在控制參數(shù)不變的情況下，PI控制策略易受直流側(cè)負(fù)載的影響，當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，無(wú)法較好地跟蹤給定直流電壓。
3.3.3 功率因數(shù)及諧波分析
設(shè)置給定直流電壓為700 V，分析兩種控制策略運(yùn)行下系統(tǒng)的功率因數(shù)和諧波。
根據(jù)圖9可知，兩種控制策略均能在單位功率因數(shù)(均大于0.995)下運(yùn)行，但PI控制策略下功率因數(shù)的波動(dòng)略大于雙滑?？刂撇呗?，并且在起動(dòng)階段，滑?？刂撇呗缘墓β室驍?shù)(cosφ>0.73)大于PI控制策略下功率因數(shù)(cosφ>0.52)。圖10為兩種控制策略下A相電流諧波含量分析圖。其中滑?？刂撇呗韵翧相電流總諧波畸變率THD=0.84%，PI控制策略下的A相電流總諧波畸變率THD=4.00%。
圖9 兩種控制策略下系統(tǒng)的功率因數(shù)
圖10 諧波分析圖
通過(guò)仿真結(jié)果的分析可見(jiàn)，對(duì)比傳統(tǒng)PI控制策略，采用積分趨近律的雙閉環(huán)滑?？刂撇呗詫?duì)給定電壓和直流側(cè)負(fù)載的擾動(dòng)具有更好的魯棒性，動(dòng)態(tài)性能更優(yōu)，并實(shí)現(xiàn)了網(wǎng)側(cè)電流單位功率因數(shù)控制，使得交流側(cè)電流的總諧波畸變率更小，對(duì)三相電網(wǎng)的污染更少。
4 結(jié) 語(yǔ)
本文以集成雙三相PMSM和九開(kāi)關(guān)變換器的車載充電器模型為研究對(duì)象，運(yùn)用滑模變結(jié)構(gòu)控制及SVPWM技術(shù)，采用積分趨近律設(shè)計(jì)充電模式下電壓電流雙環(huán)滑模控制策略。通過(guò)仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，與傳統(tǒng)的雙閉環(huán)PI控制策略對(duì)比，在保證單位功率因數(shù)運(yùn)行和電機(jī)不轉(zhuǎn)動(dòng)的前提下，當(dāng)系統(tǒng)參數(shù)發(fā)生變化時(shí)，雙環(huán)滑模控制策略擁有更優(yōu)抗干擾能力和動(dòng)態(tài)性能。
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