王力

（四川九洲電器集團有限責(zé)任公司 四川省綿陽市 621000）

隨著信息技術(shù)的快速發(fā)展，頻譜資源的利用越發(fā)緊密，數(shù)字信號傳輸通道要求具備有寬頻率覆蓋范圍，較高的靈敏度，實時信號處理等特點[1]，引入數(shù)字信道化技術(shù)將信號信道化處理可以有效解決這個問題[2]。

待偵查、探測的信號通常具有信道數(shù)量多、信道帶寬較寬的特點，設(shè)計良好的數(shù)字化接收機可以有效的緩解信號處理時運算量偏大的的壓力，因此，本文通過改進(jìn)現(xiàn)有的信道化接收機，將一個高階的原型濾波器用多個低階的濾波器替代，闡述了一種數(shù)字化多相信道化接收機的設(shè)計方案。

1 基于多相濾波器組的信道化接收機

數(shù)字信道化可使高速信號分成并行的多路低速率數(shù)據(jù)進(jìn)行處理，每個支路的輸出都是對應(yīng)在輸入信號寬帶內(nèi)的不同中心頻點的窄帶子信號，將大帶寬的信號轉(zhuǎn)換為多個小窄帶的信號進(jìn)行處理，可大大緩解高速信號實時處理的速度瓶頸[3]。其信道化接收機的基本模型如圖1所示，用hLp(n)表示抗混疊低通濾波器，整個信道化結(jié)構(gòu)的分支可以看做由某一分支復(fù)制后并聯(lián)在一起構(gòu)成。

設(shè)濾波器個數(shù)（信道數(shù)）為 K，抽取倍數(shù)為D，則滿足K=F·D（ F為正整數(shù)）的關(guān)系，且每一個子信道的中心頻率是wk，k=0,1,...,K-1，其值由信道劃分形式?jīng)Q定，通道劃分通常包括偶數(shù)堆疊和奇數(shù)堆疊兩種類型[4]，其中偶型排列第k個信號的中心頻率為奇型排列第k個信號的中心頻率為且奇偶排列中兩個臨近的信道距離相同，都是

根據(jù)奇偶情況，對圖1信道化結(jié)構(gòu)進(jìn)行多相推導(dǎo)，可得到不同情況下的數(shù)字信道化接收機的高效結(jié)構(gòu)。信道偶數(shù)劃分時第k個子信道的輸出如下：

信道奇數(shù)劃分時第K個子信道的輸出為：

通過原型濾波器hLp(n)的多相處理，每一支路濾波器的階數(shù)就只有原來濾波器階數(shù)的1/K，減少濾波運算的累積誤差，提高計算精度。通過以上推導(dǎo)，基于多相濾波器組的信道化接收機數(shù)學(xué)模型如圖2所示。

2 設(shè)計仿真與分析

本文采用線性相位FIR低通濾波器，輸入信號的模數(shù)轉(zhuǎn)換的采樣率取1024MHz，信道個數(shù)K=16，采取均勻的信道劃分方式，每個子信道的覆蓋范圍為1024MHz/16=64MHz，按順序?qū)Ω髯有诺肋M(jìn)行編號并將中心頻率與信道編號對應(yīng)，得到各信道中心頻率為fk=64kMHz，頻率覆蓋范圍為[64k-64, 64k+64]MHz（k=0,1,...,15）?，F(xiàn)隨機選取175MHz和465MHz的多頻率信號作為輸入信號，如圖3所示。

將測試信號分別輸入到改進(jìn)的多相濾波器組信道化接收機和原有的信道化接收機中進(jìn)行信號處理，得到圖4所示的仿真輸出，以及圖5輸出對比結(jié)果。

圖1：數(shù)字信道化接收機基本模型

圖2：多相濾波器組信道化接收機數(shù)學(xué)模型

圖3：輸入信號時域波形和頻譜

圖4：多相信道化仿真輸出

圖5：兩種數(shù)字接收機輸出對比

根據(jù)前面的分析可知，測試信號理論上應(yīng)落在3號子信道和8號子信道，圖4可以看出改進(jìn)的多相濾波器信道化接收機輸出與理論相符合。圖5中用三角形表示原有信道化接收機的輸出，用星號表示改進(jìn)的多相濾波器組信道化接收機輸出，從圖中看出，兩者輸出結(jié)果完全相同，從而驗證了改進(jìn)后的基于多相濾波器組的信道化接收機的正確性。

3 結(jié)論

相比原型數(shù)字信道化接收機結(jié)構(gòu)，本文推導(dǎo)出的多相濾波器組信道化接收機結(jié)構(gòu)，可以有效地降低整體工作數(shù)據(jù)速率，更易于在FPGA上進(jìn)行實現(xiàn)。通過引入多相濾波器組的改進(jìn)方法，將高速串行數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為低速并行數(shù)據(jù)，從而獲取信道數(shù)量較多的偵查、探測等信號的全部有效信息。