潘 健， 劉松林， 宋豪杰， 石 迪， 熊嘉鑫

(湖北工業(yè)大學(xué)太陽能高效利用及儲能運行控制湖北省重點實驗室，電氣與電子工程學(xué)院， 湖北 武漢 430068)

隨著電信企業(yè)、互聯(lián)網(wǎng)設(shè)備和移動通信技術(shù)的快速發(fā)展，數(shù)據(jù)中心、服務(wù)器電源前端轉(zhuǎn)換器的功率損耗越來越嚴(yán)重，促進了數(shù)據(jù)中心、服務(wù)器電源向高效、高功率密度、模塊化的方向發(fā)展[1-2]。LLC諧振變換器結(jié)構(gòu)簡單，原邊側(cè)開關(guān)可以實現(xiàn)零電壓導(dǎo)通(ZVS)，副邊側(cè)二極管可以實現(xiàn)零電流關(guān)斷(ZCS)，具有高效、高功率密度等優(yōu)良特性[3-4]，被廣泛應(yīng)用于數(shù)據(jù)中心、服務(wù)器電源。然而，傳統(tǒng)頻率控制的LLC諧振變換器頻率調(diào)節(jié)范圍寬，不利于變壓器的優(yōu)化設(shè)計。當(dāng)開關(guān)頻率低于諧振頻率時，原邊側(cè)電路產(chǎn)生較大的循環(huán)電流，嚴(yán)重降低了轉(zhuǎn)換效率。

為了克服頻率控制的不足，國內(nèi)外學(xué)者提出了不同的改進方法。文獻[5]提出了一種四元件LCLC諧振變換器，在勵磁電感支路上串聯(lián)一個輔助電容構(gòu)成一個等效的勵磁電感，該變換器等效為勵磁電感隨頻率變化的LLC諧振變換器，通過調(diào)節(jié)勵磁電感的大小調(diào)節(jié)輸出電壓，有效降低了電路的導(dǎo)通損耗、關(guān)斷損耗。文獻[6]提出一種雙橋LLC諧振變換器，在全橋LLC諧振變換器的原邊側(cè)添加了一個雙向開關(guān)，構(gòu)成全橋/半橋混合的諧振變換器。為了實現(xiàn)寬增益調(diào)節(jié)，通過PWM控制雙向開關(guān)的占空比調(diào)節(jié)諧振變換器工作在半橋或全橋的時間，有效縮小頻率調(diào)節(jié)范圍。然而，文獻[5-6]提出的改進方法均需要額外輔助元器件，增加了硬件設(shè)計成本。文獻[7]提出了一種不對稱的脈沖寬度調(diào)制控制，原邊側(cè)開關(guān)管的驅(qū)動脈沖互補但不對稱，通過調(diào)整開關(guān)管的占空比調(diào)節(jié)電壓范圍。這種控制方式縮小了頻率調(diào)節(jié)范圍，然而增益范圍受諧振網(wǎng)絡(luò)的限制，且電路存在直流偏置電流。

本文基于全橋LLC諧振變換器提出了一種變模式-變頻混合控制策略。為了實現(xiàn)寬電壓調(diào)節(jié)，通過半橋-全橋的變模式控制調(diào)節(jié)輸出電壓，而后在全橋模式下采用變頻控制擴展增益調(diào)節(jié)范圍。首先介紹了數(shù)據(jù)中心、服務(wù)器電源前端轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)和工作模式應(yīng)用需求；其次描述了變模式-變頻混合控制策略；然后分析了混合控制策略下諧振變換器的工作特性；最后用MATLAB/Simulink仿真結(jié)果驗證了變模式-變頻混合控制的有效性。

1 前端轉(zhuǎn)換器結(jié)構(gòu)和工作模式

1.1 兩級結(jié)構(gòu)

數(shù)據(jù)中心、服務(wù)器電源前端轉(zhuǎn)換器由兩級結(jié)構(gòu)構(gòu)成(圖1)。前級為帶有功率因數(shù)校正電路(PFC)的AC-DC轉(zhuǎn)換電路，將電網(wǎng)側(cè)交流電壓轉(zhuǎn)換為400 V的直流母線電壓。為了滿足負(fù)載側(cè)電子芯片設(shè)備的電流諧波要求，PFC使功率因數(shù)趨近為1。后級為隔離型LLC諧振變換器，實現(xiàn)電氣隔離的同時將400 V直流母線電壓轉(zhuǎn)換為12 V的直流電壓，接入服務(wù)器負(fù)載母板向各電子負(fù)載恒壓供電。中間母線連接電容Clink將兩級電路銜接起來，具有濾波的作用。

圖 1 服務(wù)器電源前端兩級結(jié)構(gòu)圖

1.2 工作模式

圖2描述了數(shù)據(jù)中心、服務(wù)器電源后級LLC諧振變換器的工作模式。一般而言，包含兩種工作模式：(1) 正常工作模式；(2) 保持工作模式。在正常工況下，當(dāng)電網(wǎng)側(cè)故障斷電時，AC-DC電路的交流輸入電壓丟失，連接電容Clink放電為后級電路提供能量。隨著連接電容Clink持續(xù)放電，電容兩端電壓下降，諧振變換器的輸入側(cè)工作在寬電壓范圍，諧振變換器需要調(diào)節(jié)電壓增益使輸出電壓穩(wěn)定在額定值，直到不間斷電源啟動，這一過程稱為保持時間過程，一般為幾十ms。為了滿足服務(wù)器電源的應(yīng)用需求，在正常模式下，諧振變換器以最高效率運行；在保持時間模式下，諧振變換器調(diào)節(jié)電壓增益，維持輸出電壓的穩(wěn)定。

圖 2 LLC諧振變換器的工作模式圖

2 變模式-變頻混合控制策略

全橋LLC諧振變換器的拓?fù)湟妶D3。為了實現(xiàn)寬電壓調(diào)節(jié)，文中研究了一種變模式-變頻混合控制策略。在正常工作模式下，諧振變換器以半橋模式工作在諧振頻率點，開關(guān)頻率等于諧振頻率，諧振變換器以最高效率運行；在保持工作模式下，諧振變換器采用變模式-變頻混合控制調(diào)節(jié)輸出電壓。

在傳統(tǒng)頻率控制下，全橋LLC諧振變換器的原邊側(cè)開關(guān)S1與S3互補導(dǎo)通，S2與S4互補導(dǎo)通，S1與S4的驅(qū)動脈沖一致且S2與S3的驅(qū)動脈沖一致，S1與S3之間設(shè)置一定的死區(qū)時間，S2與S4之間設(shè)置一定的死區(qū)時間。當(dāng)原邊側(cè)開關(guān)管S1處于常開狀態(tài)，開關(guān)管S3處于常閉狀態(tài)，全橋LLC諧振變換器等效為半橋LLC諧振變換器。

圖 3 全橋LLC諧振變換器

D1=0,D3=1

(1)

式(1)中，D1為原邊側(cè)開關(guān)管S1的導(dǎo)通占空比；D3為原邊側(cè)開關(guān)管S3的導(dǎo)通占空比。

當(dāng)諧振變換器作為全橋LLC諧振變換器工作時，諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電壓的基波分量為：

(2)

當(dāng)諧振變換器作為半橋LLC諧振變換器工作時，諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電壓的基波分量為：

(3)

根據(jù)式(2)和式(3)，諧振變換器在全橋模式下諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電壓的基頻分量是半橋模式下基頻分量的2倍，即：

vin-FHA(full)=2vin-FHA(half)

(4)

根據(jù)式(4)，在電路參數(shù)一致的情形下，全橋LLC諧振變換器的電壓增益是半橋的2倍。據(jù)此，原邊側(cè)開關(guān)管S1、S3采用占空比控制使諧振變換器由半橋模式過渡為全橋模式，諧振變換器自然可實現(xiàn)2倍的增益調(diào)節(jié)，變模式控制調(diào)制方式如圖4所示。

圖 4 變模式控制策略

基于變模式控制研究的調(diào)制方式如圖5所示。原邊側(cè)開關(guān)管S2、S4采用固定頻率的互補脈沖控制，占空比為50%(忽略死區(qū)時間)，開關(guān)頻率fs等于串聯(lián)諧振頻率fr；開關(guān)管S1、S3通過電壓閉環(huán)控制，S1、S3的占空比互補。其中，S1的占空比調(diào)節(jié)范圍為[0，0.5]，S3占空比的調(diào)節(jié)范圍為[0.5，1]。可以看到，諧振變換器的電壓增益受S1、S3占空比的影響，電感比值對增益幾乎沒有影響。因此，從降低關(guān)斷損耗和導(dǎo)通損耗的角度可以設(shè)計更大的勵磁電感，提升轉(zhuǎn)換效率。此外，變模式控制采用簡單的單電壓閉環(huán)PWM控制策略，可以簡化控制電路的設(shè)計，易于實現(xiàn)。

然而，在拓?fù)渥兡Ｊ娇刂葡轮C振變換器的電壓調(diào)節(jié)范圍受開關(guān)S1、S3占空比的限制。當(dāng)S1、S3的占空比均為0.5時，諧振變換器由半橋模式完全轉(zhuǎn)換為全橋模式，諧振變換器的最大增益為2。在保持工作模式下，隨著中間連接電容Clink放電諧振變換器的輸入電壓持續(xù)下降，采用變頻控制進一步地調(diào)節(jié)輸出電壓，克服變模式控制的最大增益限制。

圖 5 變模式控制調(diào)制策略

3 特性分析

3.1 工作模式

當(dāng)前端轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)處于正常工作模式時，諧振變換器的輸入電壓Vin為400 V，原邊側(cè)開關(guān)管S2和S4以0.5的占空比互補導(dǎo)通，開關(guān)頻率fs恒定且等于串聯(lián)諧振頻率fr，S3常閉，S1常開。很容易理解，此時諧振變換器工作在半橋模式，諧振電感Lr與諧振電容Cr諧振工作，原邊側(cè)電路中沒有額外的環(huán)流損耗。勵磁電感Lm被輸出電壓鉗位，勵磁電流iLm以三角波變化，其峰值電流如下：

(5)

其中，iLm-pk為勵磁電感的峰值電流，n為變壓器原邊與副邊的繞組匝數(shù)比，Vo為輸出電壓，Ts為開關(guān)周期，Lm為勵磁電感。

根據(jù)式(5)，勵磁電感Lm越大，勵磁電流iLm越小，這意味著設(shè)計更大勵磁電感可以有效減小原邊側(cè)電路的導(dǎo)通損耗、開關(guān)關(guān)斷損耗、繞組損耗等。與此同時，原邊側(cè)開關(guān)管實現(xiàn)ZVS導(dǎo)通，副邊側(cè)整流二極管實現(xiàn)ZCS關(guān)斷，將諧振變換器的開關(guān)損耗降到最低，在正常工作模式下諧振變換器以最高效率運行。

當(dāng)電網(wǎng)發(fā)生意外故障導(dǎo)致交流側(cè)電壓丟失，兩級電路中的連接電容Clink處于放電狀態(tài)，電容Clink兩端的電壓隨之下降，諧振變換器處于保持時間工作模式，通過變模式-變頻混合控制調(diào)節(jié)輸出電壓。在變模式階段，S2、S4的驅(qū)動脈沖與正常工作模式一樣。不同的是，S1、S3采用電壓閉環(huán)的PWM控制實現(xiàn)增益調(diào)節(jié)。在調(diào)節(jié)過程中，當(dāng)且僅當(dāng)S1的占空比等于S3的占空比，即D1=D3=0.5時，諧振變換器處于全橋模式, 采用變頻控制進一步調(diào)節(jié)輸出電壓，其工作原理與傳統(tǒng)的頻率控制一樣。

3.2 諧振變換器的軟開關(guān)

原邊側(cè)開關(guān)管的ZVS導(dǎo)通主要通過開關(guān)死區(qū)時間內(nèi)諧振電流對開關(guān)管寄生電容的充放電實現(xiàn)，在驅(qū)動脈沖信號到來之前開關(guān)管的寄生電容充放電完成，得到ZVS條件如下：

(6)

其中，td是死區(qū)時間，CZVS是實現(xiàn)ZVS的開關(guān)管寄生電容之和，當(dāng)且僅當(dāng)寄生電容充放電完成，開關(guān)管的驅(qū)動脈沖到來，取“=”。

結(jié)合式(5)和式(6)，得到死區(qū)時間

當(dāng)開關(guān)管寄生電容的充放電時間小于死區(qū)時間td，在驅(qū)動信號到來之前，開關(guān)管的漏源極電壓才能下降為0，據(jù)此可以得到

因此，勵磁電感Lm的設(shè)計需要綜合考慮軟開關(guān)條件和開關(guān)關(guān)斷損耗。在保證軟開關(guān)的條件下，設(shè)計較大的勵磁電感減小關(guān)斷損耗、導(dǎo)通損耗。

3.3 優(yōu)化連接電容

當(dāng)電網(wǎng)側(cè)意外故障，前級AC-DC電路的交流輸入電壓丟失，后級諧振變換器進入保持工況。負(fù)載所需的能量完全由中間連接電容Clink放電提供，假設(shè)連接電容Clink放電的能量完全轉(zhuǎn)換為諧振變換器的輸出功率，則有如下關(guān)系：

(7)

其中，Vnom是正常工況下諧振變換器的輸入電壓(400 V)，Vmin是保持工況下諧振變換器輸入側(cè)的最小工作電壓，Po是諧振變換器的輸出功率，t是保持模式的時間間隔。

根據(jù)公式(7)，得到中間連接電容Clink的設(shè)計需求，且

(8)

由式(8)可以看到，在保持工作模式下諧振變換器的最小工作電壓越小，所需要的連接電容Clink越小。在變模式-變頻混合控制策略下，諧振變換器可以實現(xiàn)更寬范圍的電壓調(diào)節(jié)，利于設(shè)計更小的連接電容，減小連接電容的尺寸提高功率密度，降低設(shè)計成本。

4 仿真分析

為了驗證變模式-變頻混合控制的有效性，構(gòu)建MATLAB/Simulink仿真，諧振變換器的輸入電壓為150～400 V，輸出電壓為12 V，額定功率為1 kW，諧振電感為1.65 μH，諧振電容為15.32 nF，勵磁電感為16.5 μH，諧振頻率為1 MHz，死區(qū)時間為50 ns，變壓器的原邊與副邊繞組的匝數(shù)比為14.8。參考眾多研究文獻，一般根據(jù)工程經(jīng)驗估算電感比值k(Lm/Lr)，k值設(shè)計范圍為3 ～ 7。在參數(shù)設(shè)計時，結(jié)合開關(guān)管的軟開關(guān)條件、保持模式下諧振變換器的增益調(diào)節(jié)能力，k設(shè)計為10，意味著設(shè)計較大的勵磁電感降低勵磁電流和諧振電流，從而降低系統(tǒng)的關(guān)斷損耗、傳導(dǎo)損耗、繞組損耗等。仿真結(jié)果如圖6、7、8所示。

圖 6 正常模式下的諧振電流與勵磁電流波形圖

圖 7 正常模式下的ZVS和ZCS波形圖

圖 8 保持工作模式測試波形圖

圖6描述了正常模式下諧振電流與勵磁電流波形，此時諧振變換器的輸入電壓為400 V。諧振電感Lr與諧振電容Cr串聯(lián)諧振工作，諧振電流iLr以正弦形式變化，勵磁電感Lm被輸出電壓鉗位不參與諧振過程，勵磁電流iLm以三角波形式變化，電路中無額外的循環(huán)電流。在變模式-變頻混合控制策略下，設(shè)計的勵磁電感大小為諧振電感的10倍，開關(guān)管的關(guān)斷電流非常小，ioff=iLm-pk=3 A，可以降低開關(guān)管的關(guān)斷損耗和電路導(dǎo)通損耗。從圖7可以看到，在開關(guān)管的驅(qū)動脈沖Vgs4到來之前，其漏源極電壓Vds4下降為0，開關(guān)管實現(xiàn)ZVS導(dǎo)通。與此同時，副邊側(cè)整流二極管實現(xiàn)ZCS關(guān)斷，無反向恢復(fù)損耗，諧振變換器以高效運行。

圖8為保持工作模式下的測試波形，當(dāng)交流電壓丟失諧振變換器的輸入電壓由400 V下降至150 V的過程中，采用提出的變模式-變頻混合控制策略，諧振變換器調(diào)節(jié)輸出電壓穩(wěn)定在12 V。由于諧振變換器的最小工作電壓為150 V，可以優(yōu)化連接電容Clink的設(shè)計。

5 結(jié)論

為了滿足數(shù)據(jù)中心、服務(wù)器電源的高效率和寬電壓調(diào)節(jié)應(yīng)用需求，提出一種變模式-變頻混合控制策略。在正常工況下，諧振變換器在半橋模式下工作在諧振頻率點， 以高效運行；在保持模式下，采用混合控制策略調(diào)節(jié)輸出電壓。該方法縮小了頻率調(diào)節(jié)范圍，可以設(shè)計較大的勵磁電感降低導(dǎo)通損耗和關(guān)斷損耗。文中分析了諧振變換器的工作特性，進一步地可以優(yōu)化連接電容的設(shè)計，減小系統(tǒng)體積。最后，通過仿真驗證了變模式-變頻控制的寬電壓調(diào)節(jié)能力和諧振變換器的軟開關(guān)性能。