張桂林， 王毅穎， 劉建功， 陳龍飛， 劉文壯

(1.河北工程大學(xué) 機(jī)械與裝備工程學(xué)院， 河北 邯鄲 056000；2.河北省煤炭生態(tài)保護(hù)開采產(chǎn)業(yè)技術(shù)研究院， 河北 邯鄲 056000)

0 引言

近年來，交流變頻技術(shù)在煤礦機(jī)電控制領(lǐng)域得到了推廣應(yīng)用，大量礦用變頻器被用于電動機(jī)變頻調(diào)速[1-2]。動力總線的高壓電經(jīng)過多級工頻變壓器降壓后輸入到對應(yīng)電壓等級的變頻器，變頻器將工頻電變換成電動機(jī)實(shí)際工況所需頻率，濾波后經(jīng)過長電纜傳輸驅(qū)動電動機(jī)進(jìn)行調(diào)速[3-5]。工頻變壓器和變頻器體積龐大，變頻器一般需專門放置在巷道或者硐室中，使井下工作空間更加狹窄。

電力電子變壓器一般是指通過電力電子技術(shù)及高頻變壓器實(shí)現(xiàn)的具有但不限于傳統(tǒng)工頻變壓器功能的新型電力電子設(shè)備[6-8]。若用電力電子變壓器代替工頻變壓器，并將其與變頻器融為一體，在變壓的同時變頻輸出，可有效減小變壓器和變頻器整體的體積和質(zhì)量，提高功率密度和工作效率。

在變頻調(diào)速控制算法方面，空間矢量脈寬調(diào)制(Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM)算法具有直流母線電壓利用率高、輸出電壓諧波含量少等優(yōu)點(diǎn)，是當(dāng)前電動機(jī)變頻調(diào)速控制的主流算法。針對傳統(tǒng)的煤礦井下礦用變頻器SVPWM算法計算復(fù)雜、輸出的三相交流電壓諧波含量較高的缺點(diǎn),文獻(xiàn)[9-10]提出了基于60°坐標(biāo)系的礦用變頻器SVPWM算法及其改進(jìn)算法,通過分解或轉(zhuǎn)換坐標(biāo)系一定程度上減少了運(yùn)算量。文獻(xiàn)[11-12]提出了一種基于120°坐標(biāo)系的新型SVPWM算法，該算法擺脫了復(fù)雜的坐標(biāo)變換及運(yùn)算過程，有效地簡化了SVPWM算法的結(jié)構(gòu)，縮短了算法程序的執(zhí)行時間，提升了算法的運(yùn)行效率，進(jìn)而可提高礦用變頻器工作效率。

基于此，本文分析了變壓器工作頻率與其體積的理論關(guān)系，提出了一種基于電力電子變壓器隔離變壓的復(fù)合礦用變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)；給出了該拓?fù)涓骷壍目刂撇呗?，采用文獻(xiàn)[11]所提算法控制變頻輸出級。通過仿真模擬和實(shí)驗驗證了該變頻器設(shè)計方法的正確性和可行性。

1 變壓器工作頻率與體積的關(guān)系

典型的變壓器結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 典型的變壓器結(jié)構(gòu)Fig.1 Typical transformer structure

結(jié)合圖1,變壓器傳輸功率P為[13]

P=∑UI=KvfBmaxJ0kfAckuWa

(1)

式中：U，I分別為變壓器每個繞組上的外加電壓和電流；Kv為波形因數(shù)，當(dāng)工作波形為正弦波時，Kv為4.44，當(dāng)工作波形為方波時，Kv為4.0；f為變壓器工作頻率；Bmax為最大磁感應(yīng)強(qiáng)度；J0為每個繞組中使用的相同電流強(qiáng)度；kf為磁芯疊片系數(shù)，一般為0.95；Ac為磁芯橫截面積；ku為窗口利用因數(shù)，通常為0.4；Wa為繞組窗口面積。

磁芯橫截面積Ac與繞組窗口面積Wa的乘積代表了磁芯的尺寸，可用窗口橫截面積Ap來表示，即Ap=AcWa。重新整理式(1)可得

P=∑UI=KvBmaxJ0kfkufAp

(2)

由式(2)可知，當(dāng)Kv，Bmax，J0，kf，ku及P一定時，工作頻率f與窗口橫截面積Ap成反比，即傳輸功率一定時，變壓器工作頻率越高，其尺寸(體積)可設(shè)計得越小。因此，在傳輸功率相同的情況下，與工頻變壓器相比，高頻變壓器的尺寸更精簡，體積更小，功率密度更高。

2 復(fù)合礦用變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

目前，在礦用變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，常見的變頻調(diào)制電路拓?fù)溆薪?交型和交-直-交型2種[14]。其中交-直-交型變頻調(diào)制電路拓?fù)渚哂袆討B(tài)性能好、輸出電能質(zhì)量高的優(yōu)點(diǎn)，在變頻器上得到了越來越多的應(yīng)用。常見的交-直-交電壓型變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)直流環(huán)節(jié)是濾波電容，不包括電力電子變壓器(包含高頻變壓器的DC-DC變換器)，不具有多次變壓和隔離的功能。如何在保證輸出三相變頻電壓質(zhì)量的同時，減少電力電子開關(guān)器件數(shù)量，降低產(chǎn)品成本，并使變頻器具有隔離、變壓的復(fù)合功能，是值得考慮的問題[15]。

本文用電力電子變壓器(包含高頻變壓器的DC-DC變換器)取代常見拓?fù)渲械闹虚g濾波電容，提出了一種基于電力電子變壓器的復(fù)合礦用變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖2所示。

圖2 復(fù)合礦用變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 Topological structure of composite mine inverter

復(fù)合礦用變頻器拓?fù)溆扇嗾鬏斎爰墶⒅虚g隔離變壓傳輸級和三相變頻輸出級組成。輸入級由二極管不控整流H橋、電網(wǎng)側(cè)濾波電感Lp1—Lp3及直流側(cè)穩(wěn)壓支撐電容Cp構(gòu)成；傳輸級由高頻變壓器、一次側(cè)IGBT單相逆變H橋和二次側(cè)二極管不控整流H橋構(gòu)成；輸出級由直流側(cè)穩(wěn)壓電容Cs和IGBT三相逆變變頻H橋構(gòu)成。變頻器輸出端和負(fù)載間加裝LC濾波器，進(jìn)行濾波處理。

該拓?fù)渲?，全控型開關(guān)器件IGBT的數(shù)量僅為全部功率器件數(shù)量的一半，從而減少了變頻器的開關(guān)損耗，降低了硬件復(fù)雜度和生產(chǎn)成本，提升了效率和可靠性。

3 變頻器各級拓?fù)淇刂撇呗?/h2>

3.1 輸入級控制

輸入級電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖3 輸入級電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.3 Input stage circuit topology

顯然，三相正弦交流電通過由二極管組成的H橋變換器并經(jīng)電容Cp濾波穩(wěn)壓后可實(shí)現(xiàn)整流，且整流后的直流電壓Udc1的極性為上正下負(fù)。

3.2 傳輸級控制

高頻變壓器是電力電子變壓器中的核心器件，具有體積小、功率密度高、傳輸效率高等優(yōu)點(diǎn)，適用于高頻變壓場合。傳輸級電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖4所示。高頻變壓器的主要作用是實(shí)現(xiàn)一次側(cè)和二次側(cè)系統(tǒng)的電氣隔離、電壓等級變換和能量傳遞。

圖4 傳輸級電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.4 Transmission stage circuit topology

在中間傳輸級控制策略設(shè)計中，對于高頻變壓器一次側(cè)逆變H橋電路拓?fù)洌捎玫让}寬調(diào)制(Equal Pulse Width Modulation，EPWM)算法，使S1，S4兩個開關(guān)管輸入的驅(qū)動方波信號相同，S3，S2兩個開關(guān)管輸入的驅(qū)動方波信號相同，且使同一橋臂上下2個開關(guān)管輸入的驅(qū)動方波信號相位差為90°，形成互鎖。即直接采用開環(huán)控制將輸入級整流輸出的直流電調(diào)制成占空比為50%、頻率為10 kHz的高頻方波。

逆變H橋電路的工作過程如下：前半周期，令S3，S2導(dǎo)通，S1，S4截止，則高頻變壓器原邊中的電壓為上正下負(fù)；后半周期，令S3，S2截止，S1，S4導(dǎo)通，則高頻變壓器原邊中的電壓為下正上負(fù)。上述2種狀態(tài)不斷反復(fù)交替，則高頻變壓器原邊電壓為交變方波電壓，經(jīng)高頻變壓器變壓耦合到二次側(cè)后，再由不控整流H橋變換器同步整流還原成直流電壓。這種控制方式的優(yōu)點(diǎn)是控制系統(tǒng)簡單、可靠性好。

3.3 輸出級控制

輸出級電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖5所示。

圖5 輸出級電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.5 Output stage circuit topology

采用文獻(xiàn)[11]提出的120°坐標(biāo)系下快速SVPWM算法實(shí)現(xiàn)輸出級三相交流電壓變頻變壓調(diào)試。實(shí)驗時，將SVPWM算法程序通過計算機(jī)中的CCS軟件編譯并下載到處理器中，通過DSP引腳輸出信號控制IGBT三相逆變H橋開關(guān)管S5—S10的通斷，從而將直流母線電壓Udc2逆變?yōu)槿嗾医涣麟妷翰⒆冾l變壓輸出。

4 仿真分析與實(shí)驗驗證

4.1 仿真分析

4.1.1 建模及參數(shù)設(shè)置

采用Matlab/Simulink軟件建立復(fù)合礦用變頻器仿真模型，如圖6所示。

圖6 復(fù)合礦用變頻器仿真模型Fig.6 Simulation model of composite mine inverter

鑒于建模的變頻器為開環(huán)系統(tǒng)，為使SVPWM算法計算更加方便，對算法中一些參數(shù)進(jìn)行了定義：設(shè)三相變頻輸入直流母線電壓Udc2為300 V，則三相交流參考相電壓的幅值Um在不發(fā)生過調(diào)制情況下最大可設(shè)置為173.2 V，本文設(shè)Um為100 V，初始參考頻率f0為50 Hz，IGBT管開關(guān)頻率(載波頻率)fc為10 kHz。當(dāng)實(shí)際輸入直流母線電壓Udc2為其他值時，實(shí)際輸出的三相變頻相電壓幅值會按比例(Udc2/Um=3)相應(yīng)增大或減小。當(dāng)Udc2一定時，通過修改算法中三相參考電壓的幅值Um(即改變Udc2/Um的值) 和頻率f0，就能改變變頻器實(shí)際輸出的相電壓幅值和頻率，進(jìn)而可實(shí)現(xiàn)電動機(jī)的恒壓頻比變頻調(diào)速。仿真時間設(shè)置為0.5 s。

4.1.2 仿真結(jié)果及分析

將各級示波器數(shù)據(jù)導(dǎo)出到Matlab仿真數(shù)據(jù)顯示圖窗中并建立坐標(biāo)系，得到各級仿真結(jié)果，如圖7所示。

(a) 三相輸入相電壓(f=50 Hz)

(b) 中間級輸入電壓Udc1和輸出電壓Udc2

(c) 變壓器一次側(cè)逆變方波U1(f=10 kHz)

(d) 變壓器二次側(cè)耦合方波U2(f=10 kHz)

(e) 三相變頻輸出相電壓波形(f1=40 Hz)

(f) 三相變頻輸出相電壓波形(f2=50 Hz)

(g) 三相變頻輸出相電壓波形(f3=60 Hz)

輸入級輸入相電壓有效值為660 V、頻率為50 Hz的三相正弦交流電壓Ua0，Ub0，Uc0，經(jīng)不控整流后得到直流電壓Udc1，穩(wěn)定值約為1 616 V，如圖7(b)所示。觀察Udc1電壓紋波情況，發(fā)現(xiàn)在0～0.05 s時間段內(nèi)有電壓紋波成分。Udc1輸入到EPWM逆變調(diào)制算法控制的中間級變壓器一次側(cè)，得到逆變方波U1，如圖7(c)所示，可見電壓幅值為1 616 V，頻率為10 kHz。方波U1經(jīng)過高頻變壓器隔離變壓后得到二次側(cè)耦合方波U2，如圖7(d)所示，可見U2約為933 V，頻率為10 kHz，U2與U1的幅值比為14∶24.23，說明U1通過高頻變壓器實(shí)現(xiàn)了電壓等級變換。將U2輸入變壓器二次側(cè)不控整流H橋，得到中間級輸出電壓Udc2，其電壓波形平滑上升至0.05 s后趨于穩(wěn)定，穩(wěn)定后Udc2與Udc1的幅值比為14∶24.23。對比分析圖7(b)可知，Udc1經(jīng)過中間級隔離變壓后，得到的Udc2波形上升期間更平滑。將Udc2輸入到輸出級三相變頻電路，改變SVPWM算法中三相參考電壓頻率f0的值，得到不同頻率(f1—f3)的三相輸出相電壓波形，如圖7(e)—圖7(g)所示，三相變頻正弦交流電Ua1—Ua3，Ub1—Ub3，Uc1—Uc3相電壓幅值Um≈Udc2/3，相位互差120°，三相電壓波形相位對稱且正弦度良好。

4.2 實(shí)驗驗證

4.2.1 實(shí)驗平臺

為了驗證基于電力電子變壓器的復(fù)合礦用變頻器的正確性、可行性及有效性，根據(jù)其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，利用DSP TMS320F28335、IGBT模塊、單變比高頻變壓器和LC濾波器等搭建實(shí)驗平臺，進(jìn)行實(shí)驗驗證，如圖8所示。

圖8 復(fù)合礦用變頻器實(shí)驗平臺Fig.8 Experiment platform of composite mine inverter

實(shí)驗參數(shù)設(shè)置：高頻變壓器工作頻率為10 kHz，變比為1；交流側(cè)電感Lp1=Lp2=Lp3=2 mH，兩側(cè)穩(wěn)壓直流電容Cp和Cs為400 V/820 μF；LC濾波器電感為3 mH，電容為4.7 μF。

將相電壓有效值為110 V、頻率為50 Hz的三相正弦交流電供給輸入級，用FLUKE示波器和HIOKI電能質(zhì)量分析儀測試各級輸出波形。

4.2.2 實(shí)驗結(jié)果及分析

變頻器拓?fù)涓骷墝?shí)驗波形如圖9所示。

(a) 輸入級三相正弦相電壓波形(f=50 Hz)

(c) 變壓器一次側(cè)逆變電壓U1和二次側(cè)耦合電壓U2

(d) 輸出級三相正弦相電壓(f1=40 Hz)

(e) 輸出級三相正弦相電壓(f2=50 Hz)

(f) 輸出級三相正弦相電壓(f3=60 Hz)

5 結(jié)論

(1) 提出了基于電力電子變壓器隔離變壓的復(fù)合礦用變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，該拓?fù)渲?，全控型開關(guān)器件IGBT的數(shù)量僅為全部功率器件數(shù)量的一半，在實(shí)現(xiàn)高性能三相變頻變壓輸出的前提下，大量減少了開關(guān)器件的驅(qū)動、控制、保護(hù)等配套電路，降低了開關(guān)損耗，使變頻器效率更高。

(2) 煤礦井下相應(yīng)等級的三相交流電可接入復(fù)合礦用變頻器中，通過中間級不同變比的高頻變壓器變壓和輸出級SVPWM算法變頻變壓控制，可實(shí)現(xiàn)變頻輸出及電壓等級的二次變換，使變頻器輸出調(diào)壓范圍更靈活。采用120° SVPWM算法控制得到的三相變頻正弦交流電相位對稱，諧波很小，可用于井下設(shè)備電動機(jī)的變頻調(diào)速。

(3) 電力電子變壓器的應(yīng)用使得復(fù)合變頻器在實(shí)現(xiàn)能量流動、電氣隔離、電壓等級變換的同時，具有更緊湊的結(jié)構(gòu)、更小的體積、更高的功率密度，并提升了變頻器系統(tǒng)的可靠性，節(jié)省了井下工作空間。