董 寧，何 山，2，秦 鈺，王冉旭

(1.新疆大學(xué)電氣工程學(xué)院，新疆 烏魯木齊市 830049;2.可再生能源發(fā)電與并網(wǎng)控制教育部工程研究中心，新疆烏魯木齊市 830049)

1 引言

隨著溫室效應(yīng)、酸雨等一系列環(huán)境問題日益嚴(yán)峻，清潔、高效的可再生能源獲得快速發(fā)展。我國風(fēng)能資源豐富，近年來風(fēng)電技術(shù)取得迅速進(jìn)步，開發(fā)重心已從陸地轉(zhuǎn)向海上。為降低海上風(fēng)電投資成本，風(fēng)電機組正在向10MW級邁進(jìn)，由于大型齒輪箱制造技術(shù)受到限制，從而使永磁風(fēng)電機組成為未來大容量海上風(fēng)電的主要機型[1]，但隨著電力電子設(shè)備的快速發(fā)展與普遍應(yīng)用，諧波污染逐漸引起人們重視。目前，大功率變流裝置成為變速恒頻風(fēng)電系統(tǒng)主要諧波源。兆瓦級的大容量變流器，開關(guān)頻率低，損耗小，系統(tǒng)工作效率提高的同時，伴隨著較嚴(yán)重的低頻諧波污染[2]，而關(guān)于系統(tǒng)諧波特性分析及抑制策略研究主要集中在網(wǎng)側(cè)，缺乏對機側(cè)低頻諧波的研究[3]。

永磁風(fēng)電系統(tǒng)中發(fā)電機與變流器直接相連，變流器輸出電壓、電流諧波即為發(fā)電機定子諧波[4]。諧波對發(fā)電機危害較大，會增加其銅耗與鐵耗，降低發(fā)電機組效率，產(chǎn)生過熱現(xiàn)象，引發(fā)轉(zhuǎn)矩脈動、機械振動以及噪聲等問題，并且縮短發(fā)電機壽命，嚴(yán)重時導(dǎo)致設(shè)備失控。此外，諧波還會引起斷路器等繼電保護設(shè)備誤動作，影響電網(wǎng)運行可靠性。

海上風(fēng)電系統(tǒng)呈現(xiàn)出單機容量大的趨勢，因而對變流器容量也有了新要求[5]。IGBT關(guān)斷電流小，耐壓低，對于大功率場合，需要采用多個變流器并聯(lián)的形式，更多電子器件的使用提高了系統(tǒng)成本，且存在均流等技術(shù)問題[6]。相比之下，第三代電力電子器件的典型代表IGCT，由于具有更高的耐壓、耐流水平，同時擁有損耗低，可靠性高等優(yōu)點，更適合應(yīng)用在大功率風(fēng)電系統(tǒng)中[7-9]。但I(xiàn)GCT單管開關(guān)頻率低，約為400Hz，系統(tǒng)載波頻率僅在800Hz附近，應(yīng)用于風(fēng)電系統(tǒng)會產(chǎn)生更嚴(yán)重的低頻諧波污染[10]。綜上所述，研究機側(cè)諧波抑制策略對于保證系統(tǒng)中電氣設(shè)備安全，維護電網(wǎng)穩(wěn)定運行十分必要，且對于今后IGCT變流器在風(fēng)電系統(tǒng)中使用所帶來的低頻諧波含量較高問題也具有重要意義。

針對永磁風(fēng)電系統(tǒng)機側(cè)大功率變流器所產(chǎn)生的諧波危害，低頻諧波抑制策略必不可少。文獻(xiàn)[11-13]采用有源電力濾波器來消除諧波，取得了一定的諧波抑制成果，但設(shè)備初期費用偏大，且濾波器自身損耗較高，增加系統(tǒng)成本，妨礙設(shè)備容量進(jìn)一步提高。文獻(xiàn)[14、15]使用αβ坐標(biāo)系下的諧振控制器來消除諧波，但存在控制帶寬窄，動態(tài)響應(yīng)不好的缺點。文獻(xiàn)[16、17]采用比例、積分和諧振環(huán)節(jié)復(fù)合使用的電流調(diào)節(jié)器，雖然諧波電流得到削弱，但諧波不同分量之間在dq坐標(biāo)系下會形成交叉干擾，降低系統(tǒng)穩(wěn)定性，且參數(shù)設(shè)置復(fù)雜。文獻(xiàn)[4]采用中點鉗位型三電平變流器，試圖從根源上減小諧波的產(chǎn)生，取得了較明顯的抑制效果，但更多電力電子器件的使用增加了變流器成本，而且還需考慮三電平變流器的損耗及散熱等。

針對以上問題，提出一種新的對指定次諧波進(jìn)行抑制的策略。該策略通過提取發(fā)電機5、7次諧波電流，構(gòu)建dq坐標(biāo)系下的諧波模型，得到諧波電壓，再將其變換到自然坐標(biāo)系下，抵消變流器雙閉環(huán)矢量控制求得電壓中含量較高的5、7次諧波成分。該方法結(jié)構(gòu)簡單，參數(shù)設(shè)置容易，能夠有效抑制發(fā)電機定子電流畸變，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。此外，提出用峰值濾波器代替低通濾波器來提取諧波電流，可以有效減小通帶內(nèi)諧波電流損失與阻帶內(nèi)基波電流殘余，獲得更好的機側(cè)變流器諧波抑制效果。

2 永磁同步發(fā)電機諧波數(shù)學(xué)模型

abc自然坐標(biāo)系下k次三相諧波電流之間仍存在2kπ/3的相位關(guān)系，因此可得如式(1)所示的三相諧波電流方程

(1)

式中：αk為諧波電流初始相位；Im為諧波電流幅值；iak、ibk、ick為三相定子諧波電流。

當(dāng)k分別為3n、3n-1、3n+1(n=1，2，…，k)時，其電流相位存在差別。其中5次諧波電流向量相位與基波相同，7次諧波電流向量相位與基波相反，可以得到如式(2)的電流形式

(2)

式中：I1m、I5m、I7m分別為三相基波、5、7次諧波電流幅值；α5、α7為5、7次諧波電流的初始相位。

對上式進(jìn)行Park變換，得到dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電流方程，如式(3)所示

(3)

式中：Id1、Iq1，Id5、Iq5，Id7、Iq7分別為dq坐標(biāo)系下基波和5、7次諧波電流幅值。

永磁同步發(fā)電機在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的穩(wěn)態(tài)電壓方程如式(4)所示

(4)

式中：id、iq為dq軸電流；ud、uq為dq軸電壓；Ld、Lq為dq軸電感；Rs為定子電阻；ω為基波電壓角速度；ψ為轉(zhuǎn)子磁鏈。

5、7次諧波經(jīng)過Park變換，轉(zhuǎn)變?yōu)?次諧波。對式(4)進(jìn)行修改，令uq′=uq-ωψ，得到如式(5)的電壓方程

(5)

dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中，5、7次諧波相對于基波的旋轉(zhuǎn)速度和方向分別為-5ω和7ω。將式(3)代入式(5)得到dq軸電壓方程，如式(6)所示

(6)

由Park變換法則可知，任意一頻率矢量變換到該頻率dq坐標(biāo)系下，均可看做直流量，其它頻率矢量為交流量。由此可知，在5次dq坐標(biāo)系下，5次諧波矢量對應(yīng)為直流量，而基波和其它次諧波為交流量，7次諧波dq坐標(biāo)系下情況類似。將上式分別變換到5、7次dq坐標(biāo)系下，同時忽略方程中的交流量成分，得5、7次dq諧波穩(wěn)態(tài)電壓方程如式(7)所示：

(7)

式中：id5、iq5，ud5、uq5為5次dq坐標(biāo)系下5次諧波的電流、電壓；id7、iq7，ud7、uq7為7次dq坐標(biāo)系下7次諧波的電流、電壓。

3 陷波/峰值濾波器(Notch-Peak Filter)設(shè)計

陷波/峰值濾波器有兩種工作模式：Notch模式下的陷波濾波器和Peak模式下的峰值濾波器。兩種工作狀態(tài)下均具有極窄的帶寬，并且衰減特性良好，常用于去除/保留某一固定頻率分量，或一段很窄的頻率信號。選取帶寬5Hz，中心頻率250Hz，采樣頻率1000Hz的情況為例，其兩種工作模式下的幅頻響應(yīng)曲線如圖1(a)所示。

圖1 濾波器幅頻響應(yīng)曲線

從圖1(a)可知，兩種工作模式下濾波器都具有很好的衰減特性?；谄胀↖IR(無限沖響應(yīng))低通濾波器通帶、阻帶濾波特性并不理想，存在紋波，如圖1(b)所示，致使通帶內(nèi)5、7次dq坐標(biāo)系下直流分量損失，以及阻帶內(nèi)基波電流量殘余，導(dǎo)致發(fā)電機定子基波電流損失的問題，提出以Peak 模式下的峰值濾波器代替低通濾波器。用峰值濾波器提取諧波電流，可以獲得更好的諧波電流提取效果，并能有效減小基波電流損失。

4 構(gòu)建諧波模型的低頻諧波抑制策略

采用轉(zhuǎn)速給定模式，變流器輸出通過電容接電阻。在Simulink中搭建帶有諧波抑制策略的永磁風(fēng)電系統(tǒng)機側(cè)模型，其結(jié)構(gòu)框圖如圖2所示，虛線框內(nèi)為5、7次諧波模型。

將采集的發(fā)電機三相定子電流送到諧波電流提取模塊，分別經(jīng)過abc到dq5與dq7坐標(biāo)變換，并通過峰值濾波器提取5、7次dq坐標(biāo)系下的直流分量，得到諧波電流id5、iq5、id7、iq7，過程如圖3所示。

5、7次諧波電流PI控制模塊如圖4所示，以id5*、id7*=0為控制目的，和iq5*，iq7*一起與反饋值作差后得到Δid5、Δiq5和Δid7、Δiq7。將差值送入PI控制器，得到5、7次dq坐標(biāo)系下的諧波電壓ud5、uq5和ud7、uq7。經(jīng)電壓變換模塊，變換到自然坐標(biāo)系下疊加，得到ua″、ub″、uc″，抵消機側(cè)變流器電流內(nèi)環(huán)、轉(zhuǎn)速外環(huán)矢量控制求得ua′、ub′、uc′ 中的5、7次諧波電壓成分。再通過Clark變換，得到SVPWM的輸入信號uα、uβ，控制變流器工作。

圖2 永磁風(fēng)電系統(tǒng)機側(cè)低頻諧波抑制框圖

圖3 諧波電流提取模塊

5 仿真及分析

5.1 Simulink仿真

在Simulink中搭建1.5MW永磁風(fēng)電系統(tǒng)機側(cè)模型，選取Powerlib(電力系統(tǒng)元件庫)中的永磁電機模型，此模型可工作在電動機和發(fā)電機兩種狀態(tài)，當(dāng)輸入轉(zhuǎn)矩為負(fù)時，為發(fā)電機模式。以額定風(fēng)速10.5m/s為輸入進(jìn)行仿真，其中，發(fā)電機參數(shù)選取如表1所示。

表1 永磁發(fā)電機參數(shù)

圖4 諧波電流PI控制模塊

5.1.1 無諧波抑制策略

不加入諧波抑制策略的情況下，對永磁風(fēng)電系統(tǒng)機側(cè)模型進(jìn)行仿真，得到發(fā)電機定子電流波形和FFT分析結(jié)果，見圖5(a)、(b)。由圖可知：發(fā)電機定子電流中含有大量的5、7次諧波，導(dǎo)致電流波形嚴(yán)重畸變。THD(諧波畸變率)為14.95%，其中5次諧波達(dá)7.318%，7次諧波達(dá)12.03%。

圖5 無諧波抑制策略的仿真結(jié)果

5.1.2 采用低通濾波器的諧波模型

構(gòu)建dq坐標(biāo)系下的諧波模型，在機側(cè)變流器控制系統(tǒng)中引入諧波抑制環(huán)節(jié)，觀察定子電流正弦性及THD值變化。由圖6(a)、(b)可知：發(fā)電機定子電流已具有很好的正弦性，諧波畸變率降到6.37%，5次諧波從7.318%降到2.811%，7次諧波從12.03%降到3.713%，對5、7次諧波取得了較好的抑制效果。

圖6 加入諧波抑制策略的仿真結(jié)果

5.1.3 采用峰值濾波器的諧波模型

以峰值濾波器代替低通濾波器，對改進(jìn)諧波抑制策略的機側(cè)模型進(jìn)行仿真，與采用低通濾波器時的諧波抑制效果進(jìn)行對比，見圖7(a)、(b)。由圖可知：改進(jìn)抑制策略下的發(fā)電機定子電流波形更加平滑，正弦性更好。諧波畸變率從6.37%降到4.13%，其中，5次諧波從2.811%降到1.306%，7次諧波從3.713%降到2.325%，同時基波電流值從1960A提升到1990A。

圖7 兩種濾波器情況下的仿真結(jié)果對比

5.1.4 階躍風(fēng)速輸入下采用改進(jìn)諧波抑制策略

圖8 階躍風(fēng)速輸入下的三相定子電流

由于風(fēng)速是實時變化的，因此有必要觀察諧波抑制策略應(yīng)對風(fēng)速變化的效果。下面以階躍風(fēng)速作為輸入，4s之前為額定風(fēng)速10.5m/s，4s～8s下降到8m/s進(jìn)行仿真，得到圖8所示的發(fā)電機定子電流波形。由圖可見：在4s風(fēng)速突變時，電流快速調(diào)整后重新回到了穩(wěn)定，且仍具備良好的正弦性，不受風(fēng)速變化影響，驗證了此方法在實際應(yīng)用中的可行性。

5.2 仿真結(jié)果分析

總結(jié)三種情況下的仿真數(shù)據(jù)結(jié)果如表2所示。對比定子電流正弦性、基波電流值、THD值與5、7次諧波含量，對所采取的低頻諧波抑制策略評價分析。

表2 仿真數(shù)據(jù)結(jié)果

1)無諧波抑制策略的情況下，大量諧波的存在導(dǎo)致發(fā)電機定子電流畸變，其中5、7次諧波含量較高，不能滿足《電能質(zhì)量·公用電網(wǎng)諧波》中奇次諧波低于4%的要求。

2)加入構(gòu)建諧波模型的抑制策略，使用低通濾波器進(jìn)行濾波時，明顯地看出取得了較好的諧波抑制效果，但基波電流值變化并不明顯，仍有較大損失。

3)以峰值濾波器代替低通濾波器，發(fā)現(xiàn)采用改進(jìn)諧波抑制策略可獲得更好的電流正弦性，5、7次諧波含量進(jìn)一步降低，諧波抑制效果更好，同時基波電流值提升明顯，解決了低通濾波器衰減特性較差造成的基波電流損失問題。

6 結(jié)語

針對永磁風(fēng)電系統(tǒng)機側(cè)大功率變流器產(chǎn)生的5、7次低頻諧波，采用dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下構(gòu)建諧波模型的方法，抵償發(fā)電機定子中的諧波電流，得出以下結(jié)論：

1)構(gòu)建諧波模型的策略簡單，參數(shù)設(shè)置容易，可有效抑制定子電流畸變，降低諧波對發(fā)電機的危害，提高發(fā)電機組效率，以峰值濾波器代替低通濾波器，可以取得更好的諧波抑制效果。

2)對比三種情況下的基波電流值，發(fā)現(xiàn)使用低通濾波器濾波時，基波電流值并沒有明顯的提升，基波電流損失較大，采用峰值濾波器后，基波電流值明顯提高，有效減小了基波電流損失。