劉維紅,宋維勇,穆 林

(西安郵電大學(xué)電子工程學(xué)院,陜西 西安 710121)

隨著微波通信系統(tǒng)小型化、高性能需求的迅速發(fā)展,作為核心器件的微波濾波器如何減小體積和提高濾波器電學(xué)特性,日益成為工程技術(shù)人員關(guān)注的焦點(diǎn)之一。基片集成波導(dǎo)(SIW)濾波器具有低損耗、低成本、低剖面等優(yōu)點(diǎn)[1],被廣泛應(yīng)用于微波濾波器的設(shè)計(jì)。

為了進(jìn)一步減小微波濾波器體積,2007 年,洪偉等[2]首次提出半模基片集成波導(dǎo)(HMSIW)結(jié)構(gòu),并設(shè)計(jì)制作了HMSIW 濾波器,使得濾波器尺寸在原有的基礎(chǔ)上減小了50%;2017 年,李明康等[3]對(duì)多?；刹▽?dǎo)進(jìn)行了研究,在不增加尺寸的情況下設(shè)計(jì)了多款小型化多模帶通濾波器;2018 年,Nguyen 等[4]提出了空氣隙填充基片集成波導(dǎo)(Slab Air Filled Substrate Integrated Waveguide,SAFSIW)結(jié)構(gòu),該結(jié)構(gòu)在波導(dǎo)內(nèi)部引入了空氣介質(zhì),相較于傳統(tǒng)SIW 結(jié)構(gòu)降低了電磁波的傳輸損耗;2020 年,Nguyen 等[5]基于對(duì)SAFSIW 的研究,設(shè)計(jì)了一款低損耗三階帶通濾波器。

本文基于半?？諝庀短畛浠刹▽?dǎo)(Half Mode Slab Air Filled Substrate Integrated Waveguide,HMSAFSIW)結(jié)構(gòu)優(yōu)異的傳輸特性,利用一腔多模理論[6-7],通過加載金屬化通孔以及徑向槽實(shí)現(xiàn)對(duì)本征模諧振點(diǎn)的調(diào)節(jié)。通過引入空氣隙,降低了諧振腔內(nèi)部的損耗,在不增加尺寸的情況下設(shè)計(jì)了一款損耗較低的二階寬阻帶帶通濾波器[8],并進(jìn)行了實(shí)物制作和測試。

1 圓形HMSAFSIW 結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)與分析

本設(shè)計(jì)使用的基板材料為日本松下公司的雙面覆銅LCP 柔性基板(R-F705S 42EC-M),板材相對(duì)介電常數(shù)為2.9,損耗角正切tanδ=0.0025。圓 形HMSAFSIW 諧振腔的結(jié)構(gòu)如圖1 所示,該諧振腔是一個(gè)半圓形結(jié)構(gòu),由一個(gè)圓形SIW 對(duì)稱切割而來,諧振腔中芯板厚度為0.1 mm,金屬化通孔沿半圓的圓周分布,上下兩面由厚度為0.018 mm 的銅箔覆蓋,實(shí)現(xiàn)電磁波的屏蔽。圓形HMSAFSIW 諧振腔結(jié)構(gòu)主要特點(diǎn)是在諧振腔介質(zhì)層引入了空氣介質(zhì),空氣介質(zhì)的引入減小了高頻下的介電損耗,提高了諧振腔的Q值[9],為實(shí)現(xiàn)低損耗高性能的濾波器設(shè)計(jì)奠定了基礎(chǔ)。

圖1 圓形HMSAFSIW 諧振腔結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Schematic of the circular HMSAFSIW cavity

圓形HMSAFSIW 諧振腔的基模為TM 模,基模諧振頻率和腔體尺寸的關(guān)系式如公式(1)所示。利用公式(1)可以確定諧振腔尺寸大小,通過分析諧振腔內(nèi)電場分布情況,可以對(duì)腔內(nèi)多個(gè)諧振模式進(jìn)行調(diào)節(jié),進(jìn)而設(shè)計(jì)出滿足要求的帶通濾波器結(jié)構(gòu)。

式中:a為圓形諧振腔半徑;μ為磁導(dǎo)率;ε為介電常數(shù)。

利用高頻仿真軟件HFSS 對(duì)諧振腔進(jìn)行本征模求解,根據(jù)表面電場分布,可以觀察到不同的諧振模式[10]。諧振腔前三個(gè)諧振模式電場分布如圖2 所示。圖2(a)表示諧振腔的TM010模,其諧振頻率為8.2 GHz,電場在切割線中心處最強(qiáng);圖2(b)為TM110模,諧振頻率為13.2 GHz,其電場強(qiáng)度在諧振腔中心處最強(qiáng);圖2(c)為TM210模,諧振頻率為17.5 GHz。

圖2 圓形HMSIW 諧振腔中前三個(gè)諧振模式的電場Fig.2 Simulated E-fields of the first three resonant modes in the circular HMSIW cavity

基于以上分析,本文將利用一腔多模理論設(shè)計(jì)一款二階帶通濾波器[11]。通過調(diào)節(jié)諧振腔內(nèi)基模TM010和高次模TM110的諧振頻率,進(jìn)行二階帶通濾波器的設(shè)計(jì)。

空氣介質(zhì)在諧振腔內(nèi)的位置以及體積大小對(duì)諧振腔電磁特性影響較大,在設(shè)計(jì)圓形HMSAFSIW 諧振腔時(shí),需盡量減小空氣介質(zhì)對(duì)通帶主模TM010和TM110的影響。因此,空氣介質(zhì)主要放在TM210模電場最強(qiáng)處,以減小電磁波在諧振腔內(nèi)的損耗。圖3 表示空氣介質(zhì)在諧振腔內(nèi)的位置分布圖。

圖3 圓形HMSAFSIW 諧振腔空氣介質(zhì)分布圖Fig.3 Distribution of air in the circular HMSAFSIW cavity

2 濾波器的設(shè)計(jì)與分析

2.1 濾波器饋電結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

微帶線直接對(duì)諧振腔進(jìn)行饋電,由于阻抗失配會(huì)引起較大的反射損耗,因此需要對(duì)微帶電路和諧振腔進(jìn)行過渡匹配的設(shè)計(jì)。傳統(tǒng)SIW 到微帶的過渡結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)中,漸變型微帶結(jié)構(gòu)是較為常用的方法[12],但是這種方法一般會(huì)增加濾波器的尺寸,為了減小過渡結(jié)構(gòu)尺寸,本文參考漸變型微帶結(jié)構(gòu),通過在諧振腔上表面導(dǎo)體內(nèi)引入兩條呈喇叭狀的槽線(如圖4 所示),實(shí)現(xiàn)了諧振腔和外部微帶電路的低損耗小型化過渡匹配[13]。

圖4 濾波器饋電端口結(jié)構(gòu)圖Fig.4 Structure of filter with two feed ports

2.2 濾波器通帶的設(shè)計(jì)與分析

本文利用一腔多模理論進(jìn)行濾波器通帶的設(shè)計(jì),分別對(duì)基模TM010和二次模TM110隨金屬通孔以及槽線結(jié)構(gòu)尺寸的變化規(guī)律進(jìn)行詳細(xì)分析。

圖2(a)表示圓形HMSIW 的基模電場圖,其諧振頻率為8.2 GHz,當(dāng)在TM010電場中心處引入兩個(gè)金屬通孔后[14],TM010諧振頻率增加到9.7 GHz,金屬通孔對(duì)諧振頻率有較大影響。圖5 所示為S21曲線中TM010諧振頻率隨金屬通孔直徑d的變化趨勢圖,隨著金屬通孔的孔徑增加,TM010諧振頻率向高頻移動(dòng),當(dāng)d從0.05 mm 增加到0.2 mm 時(shí),其諧振頻率從9.7 GHz增加到10 GHz。

圖5 TM010隨金屬通孔變化趨勢圖Fig.5 Simulated TM010 resonance frequency with different diameters of the via holes

圖2(b)為圓形HMSIW 的TM110電場圖,當(dāng)沒有槽線情況下,TM110諧振點(diǎn)為13.2 GHz。如果在電場最強(qiáng)處加載徑向槽[15],TM110諧振點(diǎn)將隨徑向槽線的長度(L)的增加而向低頻移動(dòng)。圖6 所示為S21曲線中TM110隨槽線長度變化趨勢圖,當(dāng)L從3 mm 增加到6 mm 時(shí),TM110諧振頻率從12 GHz 降低到10.6 GHz。

圖6 TM110隨槽線長度變化趨勢圖Fig.6 Simulated TM110 resonant frequency with different lengths of the slot line

空氣介質(zhì)為低損耗介質(zhì),通過在LCP[16]介質(zhì)層引入空氣介質(zhì),可以減小濾波器的插入損耗。在TM210電場處引入弧形空氣介質(zhì)隙,并通過改變空氣介質(zhì)隙的數(shù)量對(duì)插入損耗進(jìn)行了分析。圖7 表示引入空氣介質(zhì)后,濾波器中心頻率處S21參數(shù)與空氣隙數(shù)量N(N=1,2,3)的變化關(guān)系。由圖7 可知,當(dāng)空氣隙在介質(zhì)中占比越來越高,其插入損耗會(huì)明顯降低。

圖7 通帶插入損耗隨空氣隙數(shù)量變化關(guān)系圖Fig.7 S21 of SAFSIW filter with different number of air gaps filled in the SAFSIW cavity

3 濾波器加工與測試

綜合上述分析,使用金屬通孔和徑向槽可以方便地調(diào)節(jié)TM010和TM110的諧振頻率,進(jìn)而實(shí)現(xiàn)一個(gè)寬阻帶二階帶通濾波器。同時(shí),通過在TM210處引入空氣介質(zhì),可以減小濾波器插入損耗,優(yōu)化濾波器的性能。在電磁仿真軟件HFSS 中對(duì)濾波器尺寸進(jìn)行優(yōu)化仿真,最終圓形HMSAFSIW 帶通濾波器的結(jié)構(gòu)如圖8 所示。

圖8 圓形HMSAFSIW 帶通濾波器結(jié)構(gòu)圖Fig.8 Structure of circular HMSAFSIW bandpass filter

設(shè)計(jì)得到的圓形HMSAFSIW 帶通濾波器的仿真S參數(shù)如圖9 所示,濾波器的中心頻率為11 GHz,3 dB帶寬為1 GHz,帶內(nèi)最小插入損耗為-1.6 dB,回波損耗均大于-22 dB;低阻帶衰減在6 GHz 時(shí)達(dá)到-45 dB以下,高阻帶衰減在15 GHz 時(shí)達(dá)到-21 dB 以下,上邊帶阻帶帶寬達(dá)到6 GHz。

圖9 圓形HMSAFSIW 帶通濾波器的仿真S 參數(shù)Fig.9 Simulated S-parameters of circular HMSAFSIW bandpass filter

為測試濾波器性能,對(duì)濾波器進(jìn)行實(shí)物加工和測試,如圖10 所示。如圖10(a),HMSAFSIW 諧振腔空氣介質(zhì)部分通過使用雙面導(dǎo)電銅膠帶對(duì)其進(jìn)行覆蓋,防止電磁波的泄露,圖10(b)為實(shí)物測試圖。

圖10 濾波器加工及測試圖Fig.10 Photograph of fabricated and tested filter

圖11 為圓形HMSAFSIW 帶通濾波器實(shí)物測試的S參數(shù)。測試結(jié)果顯示,濾波器中心頻率為9.4 GHz,插入損耗為-2.6 dB,回波損耗優(yōu)于-18 dB,3 dB 帶寬為1.3 GHz,上邊帶阻帶帶寬為7 GHz,相比仿真結(jié)果,濾波器發(fā)生了1.6 GHz 的頻偏。由圖10(a)可知,在濾波器加工過程中,濾波器空氣介質(zhì)部分的屏蔽是利用導(dǎo)電銅箔膠帶實(shí)現(xiàn),因此很難保證導(dǎo)電銅箔膠帶和濾波器表面銅箔的緊密連接,連接處縫隙的存在破壞了諧振腔上下兩面銅箔的完整性,同時(shí),由于濾波器工作頻段較高,因此產(chǎn)生了較大的頻偏和損耗。

圖11 圓形HMSAFSIW 帶通濾波器的實(shí)測S 參數(shù)Fig.11 Measured S-parameters of the circular HMSAFSIW bandpass filter

4 結(jié)論

本文基于圓形HMSAFSIW 諧振腔結(jié)構(gòu),利用一腔多模理論設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了一款損耗較小的寬阻帶帶通濾波器。對(duì)圓形HMSAFSIW 諧振腔上加載的金屬通孔直徑大小、徑向槽線長度對(duì)圓形HMSAFSIW 諧振腔中TM010和TM110諧振頻率的影響規(guī)律進(jìn)行了研究。結(jié)果表明,在TM010電場處加載金屬通孔后,諧振頻率從8.2 GHz 增加到9.7 GHz,隨著金屬通孔直徑從0.05 mm 增加到0.2 mm,TM010諧振頻率從9.7 GHz 增加到10 GHz;在TM110電場中心處加載徑向槽線,TM110諧振頻率隨著槽線的增加向低頻移動(dòng),當(dāng)槽線長度從3 mm 增加到6 mm,TM110諧振頻率從12 GHz 降低到10.6 GHz。同時(shí),空氣介質(zhì)的引入大大改善了濾波器微波傳輸特性。該濾波器結(jié)構(gòu)緊湊,帶外抑制較好,可以被應(yīng)用于X 波段通信系統(tǒng)。