張文進，劉麗華，余剛，劉小軍，方廣有

(1. 中國科學院空天信息創(chuàng)新研究院，北京，100000；2. 中國科學院大學，北京，100000；3. 山東藍海可燃冰勘探開發(fā)研究院有限公司，山東威海，264200)

隨著陸地資源日漸枯竭，海洋資源探測和開發(fā)越來越重要。海洋可控源電磁法是勘探海洋地質(zhì)結(jié)構(gòu)與研究油氣資源分布的重要手段之一。該方法通過發(fā)射系統(tǒng)激勵產(chǎn)生低頻電磁場在海水、海底沉積物、地下高阻層中傳播，利用海底接收機對電磁場進行觀測并存儲數(shù)據(jù)。由于電磁場在不同介質(zhì)中的傳播和衰減速度各不相同，通過對電磁觀測數(shù)據(jù)進行處理，可以得到反映海底地質(zhì)層的電阻率變化信息，從而獲得海底地質(zhì)結(jié)構(gòu)和油氣資源三維分布狀況[1]。

20世紀70年代，CHAVE等[2?5]采用電偶極源在深海中發(fā)射電磁場進行可控源電磁探測實驗，并通過電磁接收機獲得了實驗數(shù)據(jù)。進入21世紀后，海洋可控源電磁探測技術(shù)愈發(fā)成熟，按其發(fā)射方式主要分為深海拖曳式、淺海拖曳式和垂直發(fā)射式3種。由于垂直發(fā)射式探測技術(shù)工作效率低且對垂直角精度要求較高，目前主流的海洋可控源發(fā)射系統(tǒng)采用深海拖曳式和淺海拖曳式2 種[6]。深海拖曳式發(fā)射需要在海底拖曳發(fā)射艙，固定或拖曳式接收信號，國際機構(gòu)在這一領(lǐng)域處于壟斷地位。為解決深海拖曳式探測技術(shù)效率低的問題，相關(guān)機構(gòu)設(shè)計了海面淺拖拽發(fā)射接收裝置，該裝置采用甲板發(fā)射方式，拖曳水平偶極子在水下100 m處，發(fā)射電流為1 500 A，發(fā)射偶極矩為800 m，主要用于淺海域勘探[7]。我國的海洋可控源技術(shù)研究與國外相比還存在較大差距。國內(nèi)已有學者對深海拖曳發(fā)射技術(shù)展開研究并完成勘探測試驗證[8]，而有關(guān)淺海拖曳技術(shù)的研究較少。

海洋可控源電磁脈沖發(fā)射機是海洋電磁探測系統(tǒng)的核心裝置之一，發(fā)射機需要產(chǎn)生重頻穩(wěn)定、脈沖邊沿質(zhì)量高的雙極性電流脈沖，電流波形質(zhì)量能夠直接影響系統(tǒng)探測深度與測量精準度。一方面，保持電流脈沖上升沿與平頂段的線性穩(wěn)定，可以減少對接收信號的噪聲干擾；另一方面，電流脈沖下降沿關(guān)斷時間短、線性度高，能夠產(chǎn)生足夠的高頻諧波信號分量，有利于海底淺部信息探測[9]。與此同時，要保證電流脈沖下降沿在關(guān)斷時不能產(chǎn)生反向過沖和振蕩，否則會嚴重影響早期場的數(shù)據(jù)觀測[10?14]。不同于其他應(yīng)用環(huán)境下的電磁探測方法，海洋環(huán)境中海水的高導電率使電磁場趨膚效應(yīng)更加明顯，導致電磁場在海水中衰減幅度較大，通常采用增大發(fā)射電流的方式來提高探測深度，發(fā)射峰值電流須達到1 kA 或以上，同時要求電流脈沖在關(guān)斷時快速發(fā)生線性變化，且關(guān)斷時間靈活可調(diào)，電流脈沖重頻范圍能覆蓋低頻和較高頻，從而滿足不同深度的海底地質(zhì)結(jié)構(gòu)和海洋資源探測需求。

為滿足上述電流脈沖發(fā)射要求，本文提出一種新型的可調(diào)恒壓雙鉗位發(fā)射技術(shù)。區(qū)別于傳統(tǒng)的恒壓鉗位方法，可調(diào)恒壓雙鉗位方法不僅對電流下降沿進行恒壓鉗位，實現(xiàn)電流下降沿快速線性下降，同時對電流上升沿進行恒壓鉗位，實現(xiàn)電流上升沿快速線性提升。不僅如此，鉗位電壓還可以根據(jù)實際應(yīng)用需求進行調(diào)節(jié)，實現(xiàn)電流關(guān)斷時間靈活可調(diào)。因此，可調(diào)恒壓雙鉗位技術(shù)通過對電流脈沖雙邊沿鉗位控制，不僅可以提高邊沿質(zhì)量，而且有利于較高重頻電磁脈沖的產(chǎn)生和精確控制，同時，靈活可調(diào)的關(guān)斷時間有利于不同頻率諧波分量的產(chǎn)生與高效發(fā)射，從而滿足對海底不同深度探測目標的觀測需求。

本文以淺海拖曳式海洋可控源電磁發(fā)射系統(tǒng)(MCSEM)關(guān)鍵技術(shù)為研究對象，首先，從發(fā)射系統(tǒng)整體設(shè)計角度，分析新型可調(diào)恒壓雙鉗位發(fā)射電路的設(shè)計方法和時序控制邏輯；其次，分析可調(diào)恒壓雙鉗位發(fā)射技術(shù)的工作原理、脈沖上升沿鉗位技術(shù)、脈沖下降沿鉗位技術(shù)以及可調(diào)阻尼介入技術(shù)的優(yōu)化設(shè)計方法，并精確計算電流上升沿、下降沿鉗位作用時間以及阻尼吸收電路介入時間；最后，在此基礎(chǔ)上，進行發(fā)射電路建模仿真，并完成發(fā)射系統(tǒng)的實驗測試。

1 MCSEM發(fā)射系統(tǒng)設(shè)計與分析

淺海拖曳式海洋可控源電磁探測系統(tǒng)示意圖如圖1所示，該系統(tǒng)采用甲板式發(fā)射機發(fā)射電流脈沖，水平拖曳發(fā)射偶極子天線激發(fā)低頻電磁場信號，通過水平拖曳接收機接收海底目標電磁感應(yīng)產(chǎn)生的二次場信號。發(fā)射接收天線裝置處于水下10～100 m處，最大發(fā)射極距為600 m。相比于深海拖曳式可控源電磁探測系統(tǒng)，該系統(tǒng)拖曳速度較快，因此工作效率更高。

圖1 淺海拖曳式海洋可控源探測系統(tǒng)示意圖Fig.1 Diagram of MCSEM shallow towed detection system

發(fā)射系統(tǒng)整體結(jié)構(gòu)如圖2所示，主要包括數(shù)字邏輯控制器、驅(qū)動電路、全橋逆變電路、低壓直流電源、上升沿高壓鉗位電路、下降沿高壓鉗位電路、可調(diào)介入時間阻尼吸收電路、發(fā)射負載。其中，數(shù)字邏輯控制器由FPGA 和STM32 共同組成，F(xiàn)PGA 負責生成短時延的PWM 控制信號送入驅(qū)動電路，STM32 負責監(jiān)測各模塊運行狀態(tài)。驅(qū)動電路通過光電轉(zhuǎn)換方式實現(xiàn)數(shù)字邏輯控制器和全橋逆變電路之間的光電隔離，其主要作用是將主控電路輸出的控制信號轉(zhuǎn)換為驅(qū)動能力更強的功率開關(guān)(IGBT)控制信號，并實現(xiàn)數(shù)字邏輯時序主控電路與IGBT之間的電氣隔離。全橋逆變電路由4個IGBT組成，通過控制成對的IGBT導通或截止，產(chǎn)生雙極性電流脈沖。發(fā)射負載為具有一定阻抗的電偶極子天線，可以等效為電阻和電感串聯(lián)[15?16]。低壓直流電源為發(fā)射電流平頂段提供能量。上升沿高壓鉗位電路由IGBT、高壓鉗位源和鉗位電容組成，為電流脈沖上升沿提供高壓鉗位；下降沿鉗位電路由高壓鉗位源和鉗位電容組成，為電流脈沖下降沿提供高壓鉗位。阻尼吸收電路由2 個IGBT 和1 個阻尼電阻組成，在發(fā)射電流關(guān)斷末期接到發(fā)射負載兩端，用來吸收發(fā)射負載在全橋關(guān)斷時殘留的能量，消除關(guān)斷電流尾部過沖和振蕩。

圖2 MCSEM發(fā)射機整體結(jié)構(gòu)示意圖Fig.2 Diagram of MCSEM transmitter structure

大功率海洋可控源發(fā)射機電路示意圖如圖3所示，各功率開關(guān)控制信號的時序邏輯如圖4 所示。其中，U1為上升沿鉗位電源電壓，U2為低壓直流電源電壓，U3為下降沿鉗位電源電壓，Q1～Q7為功率開關(guān)編號，D1～D10為二極管編號，I為發(fā)射負載輸出的發(fā)射電流，S1為Q1和Q4的邏輯控制信號，S2為Q2和Q3的邏輯控制信號，S3為Q5的邏輯控制信號，S4為Q6的邏輯控制信號，S5為Q7的邏輯控制信號。t1～t2為第1 階段，IGBT 全橋逆變電路開始工作，S1信號脈沖使功率開關(guān)Q1和Q4導通，S3信號脈沖控制Q5導通。高壓鉗位電路接入全橋電路中，由于U1>U2，D8反向截止，發(fā)射負載受到U1上升沿高壓鉗位作用，快速線性上升。

圖3 MCSEM發(fā)射機電路示意圖Fig.3 Diagram of MCSEM transmitter circuit

圖4 邏輯控制信號示意圖Fig.4 Diagram of logical control signals

t2～t3為第2 階段，S3信號脈沖控制Q5截止，Q1和Q4保持導通狀態(tài)，此時，發(fā)射電流上升至平頂值，僅有低壓直流電源接入全橋電路中，使發(fā)射電流在t2～t3時刻維持在平頂值。

t3～t4為第3 階段，S1脈沖信號控制Q1和Q4截止，此時，發(fā)射電流開始下降，發(fā)射負載中等效電感存儲的能量使電流經(jīng)Q2，Q3和Q5旁路二極管流入下降沿高壓鉗位電路，發(fā)射電流由于U3下降沿高壓鉗位作用而快速呈線性減小。

t4～t5為第4 階段，Q1，Q2，Q3和Q4截止，S5脈沖信號控制Q7導通。此時，阻尼吸收電路接到發(fā)射負載兩端，發(fā)射負載中的剩余能量通過阻尼電阻釋放。

t5～t6為第5 階段，所有功率開關(guān)均處于截止狀態(tài)，發(fā)射電流保持為0 A，等待負半周期的到來。

負半周期與正半周期時序邏輯相似，僅換為另外半橋工作，輸出負極性電流脈沖。

2 MCSEM可調(diào)恒壓雙鉗位技術(shù)

2.1 可調(diào)恒壓雙鉗位原理

傳統(tǒng)電磁脈沖發(fā)射機僅對下降沿進行鉗位設(shè)計，且下降沿鉗位電壓固定，使關(guān)斷時間不可調(diào)。根據(jù)信號頻譜特性，關(guān)斷時間多樣性有利于對不同深度探測目標進行觀測。較長的關(guān)斷時間可以增大頻譜低頻功率密度，從而抑制小型地質(zhì)體響應(yīng)；較短的關(guān)斷時間可以產(chǎn)生高頻諧波分量，利于淺層探測。因此，發(fā)射電流關(guān)斷時間可調(diào)，具有很大的應(yīng)用潛力。

此外，MCSEM需要kA量級的電流脈沖幅度，傳統(tǒng)電磁脈沖發(fā)射機由于沒有上升沿鉗位，電流脈沖上升沿一般呈指數(shù)緩慢上升，導致電流脈沖上升沿占空比較大，難以提高發(fā)射電流脈沖重復頻率[17]。

本文采用可調(diào)恒壓雙鉗位技術(shù)，通過分時段接入不同電源的方式實現(xiàn)電流脈沖邊沿恒壓鉗位并且持續(xù)時間可調(diào)，如圖5所示。圖5中，Imax為電流脈沖最大值，T1為電流脈沖上升沿持續(xù)時間，T2為電流脈沖平頂段持續(xù)時間，T3為電流脈沖下降沿持續(xù)時間，T1階段通過控制Q5導通，使上升沿恒壓可調(diào)鉗位電路接入全橋電路，由于U2

圖5 基于可調(diào)雙鉗位技術(shù)的發(fā)射電流和鉗位電壓Fig.5 Emission current and clamp voltage based on adjustable double clamp technique

式中：l為發(fā)射負載的等效電感。

從以上分析可知，電流脈沖上升沿和下降沿的變化速度可調(diào)，較大的鉗位電壓可以縮短電流脈沖邊沿的持續(xù)時間，但同時對各功率器件的耐壓要求也更高。

2.2 脈沖上升沿鉗位技術(shù)

由于傳統(tǒng)電磁脈沖發(fā)射機一般不對電流脈沖上升沿進行鉗位，所以，電流脈沖上升沿提升過程僅與全橋電路參數(shù)相關(guān)，呈指數(shù)緩慢上升，滿足如下公式：

式中：τL為與發(fā)射負載等效電感l(wèi)和等效電阻RL有關(guān)的時間常數(shù)。對于發(fā)射機來說，τL=l/RL，限制了電流脈沖上升沿最短提升時間。

利用可調(diào)恒壓雙鉗位技術(shù)可以有效縮短電流脈沖上升沿提升時間，通過導通Q5使發(fā)射機工作狀態(tài)進入第1 階段，對發(fā)射電流進行上升沿鉗位，該階段等效簡化電路如圖6所示。圖6中，R1為上升沿鉗位電源內(nèi)阻；RIGBT為IGBT導通內(nèi)阻；CPE為鉗位電容。

圖6 第1階段電路簡化示意圖Fig.6 Simplified diagram of the first stage circuit

根據(jù)基爾霍夫定律，發(fā)射負載的發(fā)射電流I與兩端的電壓U滿足

由式(4)可以推導出第1階段發(fā)射電流與時間的關(guān)系：

Q5的導通時間即上升沿鉗位時間通過數(shù)字邏輯信號S3控制，過早或過晚使Q5截止都會引起發(fā)射電流波形發(fā)生畸變。需要求解式(5)來確定發(fā)射電流與時間的函數(shù)方程。將初始條件I(0)=0 A，I`(0)=U1/l代入式(5)可以求出：

需先確定發(fā)射電流平頂段峰值Imax才能求得上升沿鉗位時間。對第2 階段相應(yīng)電路進行等效簡化，如圖7所示。圖7中，D表示D8和D9的等效二極管；Ud為二極管導通壓降；R2為低壓電源內(nèi)阻；Rd為二極管導通內(nèi)阻。

圖7 第2階段電路簡化示意圖Fig.7 Simplified diagram of the second stage circuit

將式(8)代入式(7)即可求得上升沿鉗位時間。

2.3 脈沖下降沿鉗位技術(shù)

下降沿的關(guān)斷時間是發(fā)射系統(tǒng)最為重要的指標之一。在實際應(yīng)用中，線性斜坡關(guān)斷電流是理想的關(guān)斷電流類型。為了縮短電流脈沖關(guān)斷時間，提高下降沿線性度[18]，采用下降沿恒壓鉗位技術(shù)可以得到線性程度高、關(guān)斷速度快的發(fā)射電流波形。

發(fā)射電流在平頂段保持穩(wěn)定后，發(fā)射機進入電流脈沖關(guān)斷第3階段，對應(yīng)的等效簡化電路如圖8 所示。圖8 中，R3為鉗位電源內(nèi)阻，CNE為鉗位電容。

圖8 第3階段電路簡化示意圖Fig.8 Simplified diagram of the third stage circuit

根據(jù)基爾霍夫定律，第3階段發(fā)射負載中的發(fā)射電流I與發(fā)射負載兩端的電壓U滿足

根據(jù)式(9)可以得出在電流脈沖下降沿時期，發(fā)射電流與時間的二階微分方程：

式中：

2.4 可調(diào)介入時間阻尼吸收電路

發(fā)射系統(tǒng)阻尼吸收電路主要用于消除關(guān)斷電流尾部過沖和振蕩，提高發(fā)射電流波形質(zhì)量。傳統(tǒng)阻尼吸收電路根據(jù)介入時間可分為全時段阻尼介入電路和電流脈沖關(guān)斷起始時刻阻尼介入電路，這種阻尼電路設(shè)計簡單且能夠有效抑制關(guān)斷電流尾部過沖和振蕩，但是阻尼電阻熱損耗較大，在小電流發(fā)射系統(tǒng)中具有一定適用性，但對于kA量級發(fā)射電流峰值的海洋可控源發(fā)射系統(tǒng)，其熱損耗會非常大。因此，本文提出一種新型介入時間可調(diào)的阻尼吸收電路，在發(fā)射電流關(guān)斷末期使阻尼吸收電路介入，不僅可以有效抑制關(guān)斷電流尾部過沖和振蕩的產(chǎn)生，使發(fā)射電流平穩(wěn)下降為0 A，而且能在很大程度上減少阻尼熱損耗，在減小發(fā)射系統(tǒng)散熱壓力的同時提高能量利用率。

由于發(fā)射系IGBT內(nèi)部存在寄生電容，與發(fā)射負載共同組成二階響應(yīng)系統(tǒng)，響應(yīng)特性由阻尼系數(shù)ξ與頻率ωp決定。二階響應(yīng)分為欠阻尼(0<ξ<1)、臨界阻尼(ξ=1)、過阻尼狀態(tài)(ξ>1)[19]。通常，海洋可控源長導線發(fā)射負載等效電感達到mH量級，等效電阻一般為mΩ量級，容易使發(fā)射系統(tǒng)處于欠阻尼狀態(tài)，導致關(guān)斷電流尾部產(chǎn)生嚴重的過沖和振蕩現(xiàn)象。因此，選擇適當?shù)淖枘嵯禂?shù)和阻尼介入時刻不僅可以縮短關(guān)斷時間，還可以防止關(guān)斷電流產(chǎn)生尾部過沖和振蕩現(xiàn)象。

為同時解決上述問題，采用分段式電流關(guān)斷，須選取適當?shù)淖枘嵛针娐方槿霑r刻，即在電流脈沖下降沿關(guān)斷前中期進行恒壓鉗位，有效縮短關(guān)斷時延，提高電流關(guān)斷線性度；在電流脈沖下降沿關(guān)斷末期接入阻尼吸收電路，使發(fā)射電流平穩(wěn)下降為0 A。此時，阻尼吸收電路中的阻尼電阻與下降沿恒壓鉗位電路同時接入全橋電路，其等效簡化電路如圖9所示。

圖9 下降沿恒壓鉗位末期等效電路Fig.9 Equivalent circuit of end of falling edge

由圖9分析得到I=Ic+IR(其中，Ic為流經(jīng)電容器的電流，IR為流經(jīng)電阻器的電流)，當Ic≠0 A時，恒壓鉗位電路仍然處于工作狀態(tài)，當Ic=0 A時，恒壓鉗位電路停止工作，此時滿足I=IR，并且U=U3，即阻尼電路介入時發(fā)射電流Idamp滿足：

將式(13)代入式(12)，可以得到阻尼介入最佳時刻。

3 發(fā)射系統(tǒng)電路仿真與分析

為驗證本文提出的可調(diào)恒壓雙鉗位技術(shù)的可靠性和可行性，使用MATLAB 中的Simulink 對發(fā)射系統(tǒng)進行仿真。海洋可控源發(fā)射系統(tǒng)負載設(shè)計長度為600 m的電偶極長導線，對應(yīng)的等效電阻包括導線電阻和電極與海水的接觸電阻，其估算值為56 mΩ，對應(yīng)的等效電感計算值為1.0 mH。發(fā)射電流脈沖重復頻率為25 Hz，脈沖占空比為50%，具體的仿真元器件參數(shù)如表1所示。

表1 電路仿真參數(shù)Table 1 Circuit simulation parameters

圖10所示為不同條件下的發(fā)射電流仿真結(jié)果。由圖10(a)和10(b)可見，鉗位電壓和鉗位時間共同決定電流脈沖上升沿線性提升效果。需要注意的是，須求解式(7)獲得合適的鉗位電壓和鉗位時間后，才能保證發(fā)射電流波形無畸變，并使發(fā)射電流在平頂段趨于穩(wěn)定。由圖10(c)和10(d)可見，在發(fā)射峰值電流保持一定的條件下，鉗位電壓與鉗位時間呈反比，適當增大鉗位電壓可以縮短電流脈沖邊沿持續(xù)時間，在實際應(yīng)用過程中要注意鉗位電壓一定不要超過各元器件的耐壓值上限。

圖10 不同控制條件下發(fā)射電流仿真結(jié)果Fig.10 Current simulation results under different control conditions

阻尼吸收電路的介入時刻需要合理選取，過早介入會增大發(fā)射系統(tǒng)熱損耗，過晚介入會使關(guān)斷電流尾部產(chǎn)生過沖和振蕩現(xiàn)象，需求解式(12)取得最佳阻尼介入時間。當發(fā)射電流峰值為2 000 A時，阻尼介入時間分別為0，1.56 ms 和1.85 ms 時的發(fā)射電流仿真結(jié)果如圖11 所示。由圖11 可見，當阻尼電阻介入時間為全橋IGBT開始關(guān)斷時刻延遲0 ms 時，電流脈沖下降沿全程接入阻尼電阻，雖然關(guān)斷電流尾部無過沖振蕩，但熱損耗很大；當阻尼介入時間為開始關(guān)斷時刻延遲1.85 ms 時，阻尼介入時間過晚，關(guān)斷電流尾部產(chǎn)生較大的電流振蕩；當阻尼介入時間為開始關(guān)斷時刻延遲1.56 ms 時，電流波形與0 ms 時刻阻尼電阻介入的波形完全一致，表明阻尼介入時間適當，不僅可以有效抑制電流關(guān)斷尾部的過沖振蕩現(xiàn)象，不會對關(guān)斷時間和關(guān)斷波形質(zhì)量造成影響，并且在極大程度上減少了阻尼熱損耗。因此，通過可調(diào)阻尼介入技術(shù)，可以適當調(diào)整阻尼介入時間，一方面可以有效減小發(fā)射系統(tǒng)熱損耗，另一方面也能有效消除關(guān)斷電流尾部過沖和振蕩。

圖11 不同阻尼介入時間的發(fā)射電流仿真Fig.11 Simulation of damping resistant access to circuit at different time

4 實測結(jié)果

大功率淺海拖曳式海洋可控源發(fā)射系統(tǒng)如圖12 所示，圖12(a)所示為MCSEM 發(fā)射機，用來產(chǎn)生雙極性電流脈沖；圖12(b)所示為等效發(fā)射負載，用于模擬發(fā)射偶極子天線的等效阻抗和等效感抗，以便于在室內(nèi)測試環(huán)境中模擬實際海洋環(huán)境下的發(fā)射條件。實驗場地為中國科學院空天信息研究院電磁輻射與微波實驗室，U2采用0～120 V 可調(diào)直流電壓，U1和U3采用0～1 200 V 可調(diào)電壓。實際測得RL為56.28 mΩ，l為1 mH，CPE和CNE為2.58 mF。通過27 組橫向?qū)Ρ葘嶒灪涂v向?qū)Ρ葘嶒?，得到可調(diào)恒壓雙鉗位技術(shù)對發(fā)射電流波形的影響。測試期間更換電流探頭重復測試，測得I相對誤差均在1%內(nèi)。由于環(huán)境中噪聲干擾相較于I要低得多，并且測量各處電壓時采用差分探頭測量，所測得的信號均有較高的信噪比。

圖12 MCSEM 發(fā)射系統(tǒng)Fig.12 MCSEM emission system

在橫向?qū)Ρ葘嶒炛校瑸楸ＷC相同的發(fā)射電流峰值，U2固定為48 V，在同一發(fā)射負載條件下，發(fā)射電流峰值維持在600 A。改變U1和U3，可得實測電流脈沖上升沿與下降沿持續(xù)時間變化如圖13所示。由圖13 可見，當U1和U3同時為530，620，750 和950 V 時，對應(yīng)的電流脈沖上升沿和下降沿持續(xù)時間分別為1.2，1.0，0.8和0.6 ms。實驗結(jié)果表明，當U2一定時，發(fā)射電流峰值不會隨著U1和U3發(fā)生變化。電流脈沖邊沿持續(xù)時間受到U1和U3影響，鉗位電壓越大，邊沿持續(xù)時間越小，但對功率器件的耐壓值有了更高要求。

圖13 不同鉗位電壓下的實測電流脈沖Fig.13 Measured emission current waveform at different clamping voltages

在縱向?qū)Ρ葘嶒炛?，通過等梯度改變U2的方式逐步提高Imax，實驗中U2從9 V 遞增至90 V，Imax從96 A遞增至1 120 A。目前，受限于實驗室供電系統(tǒng)輸出功率，實際完成的發(fā)射系統(tǒng)峰值電流為1 120 A，實測電流波形如圖14 所示。發(fā)射系統(tǒng)測試參數(shù)設(shè)置如下：鉗位電壓為1 100 V，上升沿鉗位時間為1.2 ms，阻尼介入時間為關(guān)斷開始時刻延遲1.1 ms。從圖14 可知：通過可調(diào)恒壓雙鉗位技術(shù)，可以使發(fā)射電流脈沖在上升沿期間迅速提升至平頂值附近，然后在下降沿期間使發(fā)射電流保持快速線性下降。需說明的是，由于商用的低壓電源模塊頻率響應(yīng)速度較慢，導致電流脈沖上升沿結(jié)束并與平頂段低壓電源切換時，低壓電源電壓向下波動，使發(fā)射電流在平頂段出現(xiàn)輕微擾動，后續(xù)將通過增加電容組輔助低壓電源放電的方式改善低壓電源輸出頻率響應(yīng)特性。

圖14 實測1 120 A發(fā)射電流波形Fig.14 Measured current waveform of 1 120 A

發(fā)射電流關(guān)斷波形如圖15 所示。從圖15 可知：發(fā)射電流關(guān)斷過程線性度高，關(guān)斷時間短，并且在選擇合適阻尼電阻和阻尼介入時間條件下，電流脈沖尾部無過沖和振蕩。

圖15 實測關(guān)斷期間發(fā)射電流波形Fig.15 Measured current waveform of turn-off time

5 結(jié)論

1)提出了一種可調(diào)恒壓雙鉗位技術(shù)，通過控制上升沿與下降沿鉗位電壓，間接改變電流脈沖邊沿持續(xù)時間。上升沿恒壓鉗位使發(fā)射電流迅速提升，有利于增大發(fā)射電流峰值，提高發(fā)射脈沖重復頻率；下降沿恒壓鉗位和介入時間可調(diào)阻尼吸收，可以使發(fā)射電流快速線性關(guān)斷，同時滿足關(guān)斷時間可調(diào)、關(guān)斷電流尾部無過沖的發(fā)射要求。2)可調(diào)恒壓雙鉗位技術(shù)能夠改善發(fā)射電流邊沿特性，實現(xiàn)對電流脈沖邊沿持續(xù)時間的精確控制，最終實現(xiàn)大幅度、高重頻、快關(guān)斷、無過沖的大功率電流脈沖信號發(fā)射。