周 鋒 張文博 張寶勝 聶東虎 王 洋 劉 兵

(哈爾濱工程大學水聲技術(shù)重點實驗室 哈爾濱 150001)

(海洋信息獲取與安全工信部重點實驗室(哈爾濱工程大學) 哈爾濱 150001)

(哈爾濱工程大學水聲工程學院 哈爾濱 150001)

1 引言

水聲通信(Underwater Acoustic Communication, UWA)是海洋信息傳輸?shù)囊环N重要方式，在海洋信息學領(lǐng)域占有重要地位。水聲通信信道具有嚴重的相干多徑干擾和噪聲，這使得UWA通信比其他無線電通信更加困難[1,2]。擴頻通信技術(shù)由于具有較強的抗干擾能力，能有效抵抗多徑干擾和噪聲，保證信息傳輸?shù)母呖煽啃?。因此，選擇擴頻技術(shù)來調(diào)制UWA通信中的UWA信號[3-5]。

從射線聲學的角度來看，UWA信號從聲源發(fā)射，并沿不同路徑的聲線到達接收器[6]，因此，由于UWA信道的多徑干擾，接收信號具有典型的時空特性。合理利用接收信號的這一特性可以有效利用多徑信道的結(jié)構(gòu)，提高接收機的檢測性能。

本文提出了一種基于空時簇處理的UWA擴頻通信方案。發(fā)射信號通過擴頻技術(shù)進行調(diào)制。為了利用UWA信號的時空特性，本文使用水聽器的垂直線陣列(Vertical Line Array, VLA)接收信號，設(shè)計了一個空時處理器來提取和利用接收端的這些空時簇。這種接收方案可以有效地提高通信系統(tǒng)的可靠性。仿真和實驗證明，該通信方案在干擾嚴重的海洋環(huán)境中仍然具有良好的魯棒性。

2 信道與系統(tǒng)模型

一般來說，UWA信道是時變和空變隨機信道?？偨邮招盘柺墙邮掌魈幩新暰€傳輸?shù)男盘柕南喔莎B加。由于不同聲線的影響，接收信號表現(xiàn)出明顯的時空特征[7]。通常，我們忽略介質(zhì)吸收的頻率特性，并假設(shè)沿任何路徑都沒有色散。假設(shè)存在L條路徑，且沿每個單獨傳播路徑的聲信號波形保持不變。因此，UWA信道的脈沖響應為

通信系統(tǒng)的位置如圖1所示，接收機使用VLA來接收UWA信號。假設(shè)VLA位于遠場，所以UWA信號入射到VLA的是平行平面波。

圖1 多路徑信號模型和系統(tǒng)布局圖

通信系統(tǒng)的流程圖如圖2所示。在發(fā)射端，首先采用二進制相移鍵控(Binary Phase Shift Keying,BPSK)對信號進行調(diào)制，然后對BPSK信號進行脈沖整形濾波，以減少符號間干擾，這里采用可用于接收機的平方根升余弦濾波器。然后，采用傳統(tǒng)的直接序列擴頻(Direct Sequence Spread Spectrum,DSSS)、M元擴頻、循環(huán)移位鍵控(Cyclic Shift Keying, CSK)或M元循環(huán)移位鍵控(M-ary Cyclic Shift Key, MCSK)對形成的基帶信號進行擴頻調(diào)制[8-10]。載波調(diào)制將信號的頻譜移到高頻，然后將信號發(fā)送到UWA信道。

圖2 基于空時處理的水聲擴頻通信系統(tǒng)框圖

在接收器處，由VLA接收的信號首先由帶通濾波器濾波，以便獲得載波頻帶的信號，有效地濾除其他頻段的噪聲。然后將這些信號發(fā)送到空時處理器，利用水聲信號的空時分簇特性，得到各個方向的多徑信號。根據(jù)最大比合并準則，這些方向信號的合并可以有效地提高接收信噪比(Signal-to-Noise Ratio, SNR)，能更準確地恢復原始信息[11]。

3 傳輸信號模型

在該系統(tǒng)中，由擴頻信號傳輸?shù)亩M制原始信息。系統(tǒng)傳輸信息的信號表示為

4 空時處理器

接收機的空時處理器框圖如圖3所示。當接收到的信號被發(fā)送到空時處理器時，先估計所有多徑的DOA，通過在這些DOA方向形成波束以獲得各個方向上的多徑信號。使用匹配追蹤算法估計各個DOA方向上的多徑信號時延，得到多個以DOA方向分組的具有信息的時空簇。

圖3 空時處理器的框圖

4.1 DOA估計

在該系統(tǒng)中，檢測信號為線性調(diào)頻信號，信息信號為擴頻信號，都是典型的寬帶信號。VLA接收的信號是多徑信號的相干疊加。在空時處理器中應選擇適合相干寬帶信號的DOA估計算法。

4.2 波束形成

波束形成技術(shù)是指對每個陣元的輸出進行加權(quán)求和，讓陣列的輸出信號可以使同一方向入射的信號通向疊加[17]。然后，陣列將在該方向產(chǎn)生主波束，并在其他方向產(chǎn)生較小的響應。對于線性陣列，選取第1個陣元的相位作為參考相位，將各陣元的相位調(diào)整到參考相位。

在VLA接收信號下，m陣元的時延為

采樣分數(shù)時延濾波器能獲得采樣間隔的分數(shù)時延，從而精確地實現(xiàn)陣列每個陣元接收到的期望方向信號的同相疊加。令

5 系統(tǒng)性能分析

通過仿真驗證了本文所提出的通信系統(tǒng)的性能，仿真參數(shù)如表1所示。

表1 仿真參數(shù)

當信噪比為-15 dB時，通過DOA估計獲得的空間譜如圖4所示?？梢钥闯觯?節(jié)提出的方法能夠在負信噪比條件下準確估計多徑信號的DOA。

圖4 DOA估計出的仿真信道對應的空間譜圖

在空時處理器之后，估計的空時分布圖如圖5所示，顯示了接收到的UWA信號的空時簇特性。如果信道在信號傳輸過程中是線性時不變的，則可以得到多徑信號的時空簇。圖5表明，在每個DOA中有兩個多徑，因此我們可以在每個DOA中使用Rake接收機。即采用空時2維Rake接收機對UWA信號進行處理，可以有效提高通信系統(tǒng)的正確傳輸概率。

圖5 多徑信號的時空分布

首先，利用直接序列擴頻調(diào)制信息信號，并假設(shè)信噪比為-12 dB。如果發(fā)送的信息量是300 bit，則在圖6展示了不同接收模式下的星座圖。從星座圖的對比分析可以看出，當信號由單個陣元接收時，星座圖是模糊的，當信噪比為-12 dB時，星座圖是無法直接解碼的。Rake接收機接收到信號后，星座圖得到改善。在接收到VLA信號后，能很容易地識別星座。如果采用空時2維Rake接收機對接收到的信號進行處理，可以清晰地識別星座，有利于接收機的正確判決。對接收信號進行空時2維聯(lián)合處理可以同時獲得時間增益和空間增益。

圖6 不同接收模式下的星座圖

表2 仿真模擬的多徑信道參數(shù)

為了模擬真實的UWA多徑信號，本文利用Bellhop射線追蹤程序模擬海洋環(huán)境。假設(shè)海洋深度為2000 m，海洋中的聲速是均勻的，即1500 m/s，距離海面最近的VLA的發(fā)射器和陣列元件均位于500 m深度處。VLA中的陣元數(shù)為12，相鄰陣元之間的距離為0.25 m。接收器和發(fā)射器之間的水平距離為3.5 km。到達每個陣列陣元的信號路徑可以視為相同。在每個陣元處測得的信道沖激響應只有微小的差異，這導致每個陣元接收到的信號有很小的延時和振幅衰減差異。以離海面最近的陣元為例，bellhop產(chǎn)生的多徑信道參數(shù)信息如表3所示。

當信噪比為-15 dB時，通過DOA估計獲得的空間譜如圖7所示?？梢钥闯觯诠烙嫷目臻g譜中有兩個明顯的譜峰，對應表3的多徑角度；當SNR低至-15 dB時，仍然可以估計多徑信號的方向。

圖7 通過DOA估計獲得的空間譜

表3 多徑信道參數(shù)

當信噪比范圍為-15～-10 dB時，DSSS通信系統(tǒng)在3種接收模式下的誤碼率曲線如圖8所示。當信噪比為-15 dB時，對接收信號進行空時處理仍能使誤碼率保持在較低水平，則直擴通信系統(tǒng)工作正常。

圖8 誤碼率曲線的比較

但當信號由單個陣列單元接收時，在相同信噪比下誤碼率約為0.5，不能正確解碼，是3種接收模式中性能最差的。這表明，對接收信號進行空時處理可以降低對通信系統(tǒng)信噪比的要求，使其在高噪聲條件下保持魯棒性。

我們對基于空時處理的UWA擴頻通信系統(tǒng)的擴頻調(diào)制方式進行了改進，比較了擴頻通信在DSSS、M元、CSK和M-CSK下的性能，獲得的BER曲線如圖9所示?？梢钥闯?，DSSS調(diào)制下的系統(tǒng)具有最好的抗誤碼性能。因為直接序列擴頻系統(tǒng)只使用1個擴頻序列，并且擴頻序列在接收機處不受互相關(guān)干擾。雖然在其他3種調(diào)制方式下通信系統(tǒng)的誤碼率都有所升高，但系統(tǒng)的通信速率高于直接序列擴頻調(diào)制。事實上，UWA通信對信噪比和通信速率的要求可以通過選擇合適的擴頻調(diào)制來調(diào)制發(fā)射信號。

圖9 利用多徑信號時空分布的通信方法誤碼率性能比較

為了驗證所提出的UWA通信算法的有效性，于2020年12月在哈爾濱工程大學水聲實驗室進行了水池實驗。實驗選擇的信道池存在一定的多徑干擾。那天晚上沒有其他人進行實驗，所以環(huán)境相對安靜。一臺個人計算機與功率放大器和發(fā)射換能器相連，傳輸信息信號。使用VLA來接收信號。線陣的陣元數(shù)為8，相鄰陣元之間的距離均勻為0.18 m。取離水面最近的有效陣元作為參考陣元，序號設(shè)為1。發(fā)射傳感器放置在2 m的深度，VLA的中心位于相同的深度。發(fā)射傳感器和VLA之間的水平距離為5 m。

發(fā)送的信號如圖10所示。攜帶信息信號前的第1個LFM信號用于時間同步，第2個LFM信號用于信道估計或接收信號的DOA估計，后續(xù)說明信息信號時將省略對前端LFM信號的提及。

圖10 信號幀結(jié)構(gòu)示意圖

實驗中的采樣頻率設(shè)置為50 kHz。發(fā)射信號均為寬帶信號，頻帶為3～5 kHz?？梢杂嬎愠鯲LA位于發(fā)射換能器的遠場，接收到的UWA信號可以看作平行平面波。實驗中傳輸了MCSK調(diào)制的信號，信息量為900 bit，擴頻碼周期為15。

以第8個陣元為例，通過匹配追蹤算法計算的UWA信道單位脈沖響應如圖11所示?？梢钥闯?，信道中存在一定的多徑干擾，多徑的存在會引起接收信號波形的一定失真和延遲。

圖11 UWA信道的脈沖響應

為了比較水聲擴頻通信系統(tǒng)在不同接收模式下的性能，我們在發(fā)送信號中加入一定量的噪聲，信噪比為-10 dB。在數(shù)據(jù)處理過程中，提出的DOA估計方法用于估計接收信號的空間譜。獲得的空間頻譜如圖12所示?？梢钥闯觯诳臻g譜中存在兩個明顯的譜峰，這表明只能估計多徑信號的兩個入射角。在波束形成后，兩個峰值角的相對時間時延約為0 ms和0.64 ms。

圖12 估計的空間譜

在傳輸M元CSK調(diào)制的信息信號時，我們分析了3種情況下的通信系統(tǒng)：單水聽器接收信號、VLA接收信號的同相疊加和VLA接收信號后的空時處理。以單個信號為例，當采用不同的接收方法時，接收機處第1個碼元MCSK的歸一化相關(guān)結(jié)果如圖13所示。對單個水聽器接收到的信號進行處理，歸一化相關(guān)結(jié)果沒有明顯的峰值，容易出現(xiàn)誤判。當VLA接收到信號并進行同相疊加時，歸一化相關(guān)結(jié)果顯示出明顯的峰值。對接收信號進行空時處理后，相關(guān)結(jié)果的峰值最為突出，錯誤判決的概率最低。為了量化相關(guān)判決的效果，計算了3種接收模式下判決矩陣中的最大值與其他判決值的平均絕對值之比，并把所有碼元的比值進行統(tǒng)計平均，列入表4中。當處理信號水聽器接收到的信號時，第1個碼元判決矩陣峰均比為2.6962，最大值的位置為誤差。當將VLA接收到的信號同相疊加時，第1個碼元判決矩陣峰均比為4.8152，解碼正確。當使用空時處理器時，第1個碼元判決矩陣峰均比5.0616，解碼是正確的。

圖13 不同接收模式下M元CSK判決歸一化相關(guān)輸出結(jié)果

不同接收模式下通信系統(tǒng)的平均誤碼率如表4所示?？梢钥闯觯琕LA接收到的信號的相干疊加可以有效地提高接收機信息的正確判決概率。當VLA接收到有用信號時，其能量增加，從而獲得了空間增益。當使用空時處理器時，系統(tǒng)的抗誤碼性能會略有提高。由于空時2維聯(lián)合處理可以同時獲得空間增益和時間增益，接收信噪比得到顯著提高。

表4 不同接收模式下MCSK調(diào)制的平均判決矩陣峰均比與誤碼率

6 總結(jié)

本文介紹了一種基于空時處理的水聲擴頻通信技術(shù)。該技術(shù)利用UWA信號的時空分簇特性對接收信號進行處理，先用陣列接收信號估計多徑的入射角，再對這些入射方向形成波束，對每個波束輸出的多徑信號進行Rake接收判決，最后對各波束輸出信息進行合并，相同信噪比下，誤碼率比單水聽器接收或單波束接收都更低，可有效提高可靠性。本文詳細介紹了空時處理器的工作原理，并通過仿真和水池實驗驗證了方法的有效性。