榮海林 袁一鳴 蕭人菘 周怡凡

（山東大學(xué)控制科學(xué)與工程學(xué)院 山東省濟(jì)南市 250061）

1 設(shè)計(jì)要求與分析

1.1 設(shè)計(jì)要求

設(shè)計(jì)并制作圖 1 所示的三相 AC-DC 變換電路（2021 年全國大學(xué)生電子設(shè)計(jì)競(jìng)賽題目），該電路的直流輸出電壓U應(yīng)穩(wěn)定在 36V，直流輸出電流 I額定值為 2A。

圖1： 三相AC-DC 變換電路原理框圖

（1）交流輸入線電壓 U=28V，I=2A 時(shí)，U=36V±0.1V。

（2）當(dāng) U=28V，I在 0.1A ～2.0A 范圍內(nèi)變化時(shí)，負(fù)載調(diào)整率 S≤0.3%。

（3）當(dāng) I=2A，U在 23V ～33V 范圍內(nèi)變化時(shí)，電壓調(diào)整率 S≤ 0.3%。

（4）在 U=28V，I=2A，U=36V 條件下，AC-DC 變換電路的效率η 不低于85%。

（5）在 U=28V，I=2A，U=36V 條件下，AC-DC 變換電路輸入側(cè)功率因數(shù)不低于 0.99。

（6）在 U=28V，I=2A，U=36V 條件下，AC-DC 變換電路的效率 η 不低于95%。

（7）三相 AC-DC 變換電路能根據(jù)數(shù)字設(shè)定自動(dòng)調(diào)整功率因數(shù)，功率因數(shù)調(diào)整范圍為0.90～1.00，誤差絕對(duì)值不大于0.02。

1.2 任務(wù)分析

題目的要求主要圍繞三方面展開，包括

● 對(duì) AC—DC 變換電路基本工作范圍及電路總效率的要求；

● 負(fù)載變化率、電壓調(diào)整率等衡量電路對(duì)不同條件下工作適應(yīng)性參數(shù)的要求；

● 電路功率因數(shù)校正及功率因數(shù)可變的要求；

對(duì)于設(shè)計(jì)要求，三方面的要求對(duì)應(yīng)著三方面的基本解決思路。

（1）根據(jù)任務(wù)參數(shù)要求設(shè)計(jì) AC DC 整流模塊，并根據(jù)電壓實(shí)際要求不難發(fā)現(xiàn)，28V 作為交流電相電壓，所對(duì)應(yīng)的線電壓應(yīng)為 V，大于要求的 U，同時(shí)要求單片機(jī)電源也需要從交流端供電，因此需要在整流電路后加入 Buck 電路進(jìn)行 DC DC 變換。

（2）負(fù)載變化率和電壓調(diào)整率均為衡量直流側(cè)輸出電壓隨工作條件不同時(shí)穩(wěn)定性的參數(shù)，因此不難發(fā)現(xiàn)，為實(shí)現(xiàn)輸出端直流電壓的恒定，必須在輸出端進(jìn)行電壓的反饋閉環(huán)，來獲取穩(wěn)定的電壓值。

（3）功率因數(shù)(PF) 是指，實(shí)際功率與視在功率的比率(W/VA)，其產(chǎn)生原因?yàn)殡娐分谐擞呻娮杞M成的阻性負(fù)載外同時(shí)還具有由電感電容組成的電抗，因此在電路中電流電壓會(huì)由于電抗的的存在而不再同相位（圖2），因此為了提高功率因數(shù)就要盡可能的減小電路電壓矢量與電流適量的夾角。

圖2： 感性容性負(fù)載對(duì)功率因數(shù)影響示意圖

2 系統(tǒng)方案選擇與論證

系統(tǒng)總體框架如圖3 所示。

圖3： 系統(tǒng)總體方案框圖

2.1 硬件電路方案

由設(shè)計(jì)要求，電路在功能性上需要進(jìn)行整流、進(jìn)行電壓閉環(huán)調(diào)控以及功率因數(shù)的校正電路部分主要分為整流主電路，進(jìn)行電壓采集和功率因數(shù)校正的電壓比較器，提供MCU 工作的DC-?DC 降壓模塊以及外圍的保護(hù)電路。

2.1.1 整流電路

對(duì)整流方式，大致有以下三種方案：

（1）二極管不控整流電路；

（2）晶閘管相控整流電路；

（3）PWM 整流器。

PWM 整流器可實(shí)現(xiàn)能量雙向流動(dòng)并具有優(yōu)良的輸出特性，與二極管不控整流和晶閘管相控整流相比，具有以下特點(diǎn)：

1.可以實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)且功率因數(shù)任意可調(diào)；

2.網(wǎng)側(cè)電流近似正弦化，諧波含量少；

3.具有較好的動(dòng)態(tài)性能，適合動(dòng)態(tài)性能要求高且開關(guān)頻率變化快的場(chǎng)合；

4.直流輸出電壓穩(wěn)定且電壓波形品質(zhì)高。

對(duì)于 PWM 整流器而言也有兩種類型的電路：

1.直流側(cè)采用電容為儲(chǔ)能元件，提供一個(gè)平穩(wěn)的電壓輸出，直流側(cè)等效為一個(gè)低阻電壓源的電壓型整流器（VSR）

2.直流側(cè)采用電感作為儲(chǔ)能元件，提供一個(gè)平穩(wěn)的電流輸出，直流側(cè)等效為一個(gè)高阻電流源的電流型整流器（CSR）

由于 VSR 的結(jié)構(gòu)簡單，儲(chǔ)能效率高、損耗較低、動(dòng)態(tài)響應(yīng)快，控制方便，使得 VSR 一直是 PWM 整流器研究和應(yīng)用的重點(diǎn)，本文也以電壓型整流器為選擇的整流方案。

具體，交流電經(jīng)三相隔離變壓器、三相自耦調(diào)壓器整流部分采用全橋整流電路，由耐壓 75V 的 N 溝道低導(dǎo)通電阻MOS 作為開關(guān)器件，并采用快關(guān)斷電路使 MOS 具有更快速的快關(guān)斷能力，其開關(guān)速度最大可達(dá) 100kHz，快關(guān)斷速度可以有效降低濾波電路對(duì)電容電感等濾波器件大小的要求，從而可以有效的提升電路的總效率，同一相一對(duì) NMOS 由MCU 生成的 SPWM 控制開斷，從而控制電感電流 I的大小與相位。

2.1.2 采樣電路

采樣電路常用方案如下：

（1）選擇電壓電流互感器方案，分別通過 A/D 獲取交流側(cè)電壓電流方案。

（2）選擇霍爾傳感器方案，線性精度差方案 。

（3）選擇光耦隔離的電壓采樣方案 。

（4）使用高精度電流檢測(cè)電阻和低溫漂高精度電壓檢測(cè)電阻進(jìn)行電壓電流采樣。

任務(wù)中要求盡可能提高功率因數(shù)，而本采樣電路作為獲取交流側(cè)相位的手段，需要盡可能避免使用感性容性電路，否則會(huì)干擾電路的功率因數(shù)值，因此方案1 不適用，而霍爾傳感器與光耦隔離電壓采樣的線性度差，不能準(zhǔn)確的獲取電流電壓波形波形。

本方案采用電阻采樣方案，并將電流通過電流放大器后輸出至比較器，輸出一個(gè)在過零點(diǎn)由負(fù)半?yún)^(qū)進(jìn)入正半?yún)^(qū)時(shí)，觸發(fā)電路產(chǎn)生上升沿，并在電壓大于 0 時(shí)持續(xù)維持高電平，在電壓進(jìn)入負(fù)半?yún)^(qū)時(shí)產(chǎn)生下降沿。

2.1.3 降壓電路降壓電路可用方案如下：

（1）采用市面上常用的 XL4015 非同步降壓方案，搭配非屏蔽線繞電感。

（2）采用自制 LM5116 同步 buck 降壓方案，搭配屏蔽式扁平銅帶電感，以及低導(dǎo)通電阻MOS。

由于整流后的直流峰值電壓可以達(dá) 45V 以上，超過了市面上絕大多數(shù)降壓模塊的額定電壓，且由于任務(wù)中對(duì)效率的要求，市面上的大功率方案具有較大的靜態(tài)電流，會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)的整體效率降低，因此最終采用自制的同步降壓模塊：降壓電路采用 LM5116 同步降壓方案，用低導(dǎo)通電阻的 MOS管，代替?zhèn)鹘y(tǒng)方案中的肖特基二極管，由于 MOS 的低導(dǎo)通電阻，可以在導(dǎo)通情況下相比于肖特基二極管降低熱損耗，從而滿足任務(wù)中對(duì)效率的要求。

2.1.4 保護(hù)電路

為實(shí)現(xiàn)更加豐富的保護(hù)功能，保護(hù)電路采用自制模塊。為了防止電路在不正確的輸入下?lián)p壞，在輸出端口前分別加入 TVS 管防止輸入反接及靜電危害，在輸入輸出各串聯(lián)一個(gè)電阻值很?。?.01Ω）的采樣電阻，當(dāng)采樣電阻上的分壓達(dá)到預(yù)設(shè)閾值時(shí)，則此時(shí)電流達(dá)到額定值，此時(shí)斷開電路進(jìn)行保護(hù)。除此外，輸入輸出端口分別放置電壓檢測(cè)電阻網(wǎng)絡(luò)，以保護(hù)電路在極端輸入輸出情況下不被損壞。

2.2 控制系統(tǒng)

在本方案中，采用主流的 STM32F407 作為主控芯片，F(xiàn)407 兼容市場(chǎng)主流的 STM32 系列產(chǎn)品，可以使用 cube?mx進(jìn)行便捷的移值和串口的設(shè)置，高性能的運(yùn)力也讓運(yùn)行的速度可以更快速，多路的 A/D 和多個(gè)定時(shí)器也都滿足了本方案的需求。

相較于滯環(huán)電流控制的雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)需要進(jìn)行解耦控制，在進(jìn)行了大量的定量分析后仍無法解決相關(guān)問題，因此選用相對(duì)而言控制較為簡單的單周控制技術(shù)。單周控制技術(shù)是一種非線性的控制技術(shù)，該控制技術(shù)最為突出的有點(diǎn)是，無論在穩(wěn)態(tài)還是暫態(tài)，他都能夠保證受控量的平均值恰好等于或正比于給定值，也就是說在一個(gè)開關(guān)周期之內(nèi)能夠有效的抵制噪聲擾動(dòng)既沒有暫態(tài)誤差也沒有穩(wěn)態(tài)誤差，因此在本方案中采用單周控制技術(shù)進(jìn)行 Uo 和 cosΦ 的調(diào)控。

單周期控制原理（One Cycle Control）, 它通過控制開關(guān)的占空比，使每個(gè)開關(guān)周期中開關(guān)變量的平均值嚴(yán)格等于或正比于控制參考量。平均輸入電流跟蹤參考電流且不受負(fù)載電流的約束，即使負(fù)載電流具有很大的諧波也不會(huì)使輸入電流發(fā)生畸變。如圖4 所示。

圖4： 單周期控制示意圖

3 程序設(shè)計(jì)

在程序設(shè)計(jì)時(shí)采用多中斷嵌套的方法，可以有效的減少運(yùn)算時(shí)間，得到更優(yōu)異的性能，從而可以進(jìn)行更高的 PWM頻率，可以使得到的曲線更加的平滑；采用定時(shí)器的輸入捕獲，自動(dòng)進(jìn)行高電平的檢測(cè)，相比于外部中斷更加簡潔方便，且由于自身帶有濾波功能可以使獲取高電平更準(zhǔn)確，避免雜波信號(hào)的影響；用外部中斷代替 while 中的掃描按鍵，可以有效的防止誤按，且不會(huì)占用系統(tǒng)的時(shí)間，不會(huì)影響單片機(jī)的運(yùn)算性能。如圖5 所示。

圖5： 中斷程序示意圖

4 實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)及分析

4.1 穩(wěn)態(tài)電壓測(cè)量

如表1 所示。

表1： 穩(wěn)態(tài)電壓測(cè)量數(shù)據(jù)

該項(xiàng)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)達(dá)到任務(wù)要求穩(wěn)態(tài)電壓要求值。

4.2 負(fù)載調(diào)整率

如表2 所示。

表2： 負(fù)載調(diào)整率測(cè)量數(shù)據(jù)

該項(xiàng)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)達(dá)到任務(wù)要求負(fù)載調(diào)整率要求值。

4.3 電壓調(diào)整率

如表3 所示。

表3： 電壓調(diào)整率測(cè)量數(shù)據(jù)

4.4 電路效率

在 U=28V I=2A，U=36V 條件下（如表4 所示）

表4： 效率測(cè)量數(shù)據(jù)

該項(xiàng)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)達(dá)到任務(wù)要求效率 95% 要求值。

4.5 功率因數(shù)

如表5 所示。該項(xiàng)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)達(dá)到任務(wù)要求功率因數(shù)要求值，并在0.90 1.00 的功率因數(shù)范圍內(nèi)可調(diào)。

表5： 功率因數(shù)測(cè)量數(shù)據(jù)

5 總結(jié)與分析

該三相AC-DC 變換電路設(shè)計(jì)，由于電路參數(shù)的定量化設(shè)計(jì)和控制環(huán)的穩(wěn)定控制，加以硬件元器件的選型和軟件部分的良好設(shè)計(jì)，系統(tǒng)工作正常、穩(wěn)定。經(jīng)過實(shí)驗(yàn)測(cè)試，系統(tǒng)輸出各項(xiàng)數(shù)據(jù)均完成設(shè)計(jì)要求中指標(biāo)，部分?jǐn)?shù)據(jù)具有超過指標(biāo)要求的優(yōu)勢(shì)。