劉 明 林鎮(zhèn)輝 史生才

(1中國科學(xué)院紫金山天文臺 南京 210023)

(2中國科學(xué)技術(shù)大學(xué)天文與空間科學(xué)學(xué)院 合肥 230026)

1 引言

射電天文觀測的核心內(nèi)容之一是獲取天體觀測對象的分子轉(zhuǎn)動譜線和原子精細結(jié)構(gòu)譜線等頻譜信息，這些頻譜承載了包含天體起源和演化等各種物理化學(xué)過程的主要信息.通過譜線觀測可以了解宇宙中原子、離子和分子的豐度和速度場分布.因此，開展射電天文分子譜線觀測是研究星系形成和演化、恒星與星系介質(zhì)間物質(zhì)循環(huán)、行星起源及其大氣物理化學(xué)特性以及宇宙生命起源等的重要手段.

譜線接收機是天文譜線觀測的主要設(shè)備，在開展天文觀測研究中發(fā)揮重要作用.譜線接收機主要可分為雙邊帶(Double-sideband，DSB)、單邊帶(Single-sideband，SSB)和邊帶分離(Sidebandseparating，2SB)等類型.雙邊帶譜線接收機可同時觀測上、下邊帶射頻信號，在一定程度上可提高觀測效率.但上、下邊帶譜線將在中頻頻帶內(nèi)相互干擾或產(chǎn)生混疊.單邊帶譜線接收機基于雙邊帶譜線接收機，在射頻輸入端采用射頻濾波器來解決邊帶混疊問題并改善信噪比.然而，單邊帶譜線接收機損失了一個射頻邊帶的接收能力，且高頻段寬帶高性能可調(diào)諧射頻濾波器技術(shù)難以實現(xiàn).相對于雙邊帶和單邊帶譜線接收機，邊帶分離譜線接收機盡管配置上需要兩路混頻器及中頻(Intermediate Frequency，IF)電路，略顯復(fù)雜，但有效解決了上、下邊帶的頻譜混疊，可以改善信噪比并充分利用上、下邊帶的帶寬，譜線觀測效率大為改善.因此，邊帶分離譜線接收機在天文譜線觀測中越來越受重視.

邊帶分離譜線接收機在發(fā)展前期主要采用全模擬的射頻正交混合電橋(Hybrid)、混頻器、本振信號源及3 dB功分器、中頻正交混合電橋及中頻放大器等器件，實現(xiàn)上、下邊帶分離和接收等功能.由于全模擬射頻和中頻混合電橋器件存在相移誤差(非理想的90°)、上、下邊帶信號傳輸鏈路(包括混頻器、放大器、濾波器以及連接電纜)不一致性的相位延時以及鏈路增益等問題，導(dǎo)致最終輸出的上、下邊帶兩路信號邊帶分離度性能無法得以進一步提高.ALMA(Atacama Large Millimeter/submillimeter Array)項目制定邊帶分離接收機的邊帶分離度指標:全工作頻段為7 dB，90%工作頻段為10 dB.看似比較中等的技術(shù)指標，卻因全工作帶寬內(nèi)射頻和中頻混合電橋以及兩路信號鏈路的幅度和相位難于同時保持低非平衡性，而導(dǎo)致邊帶分離度技術(shù)指標在實際工程中很難提升[1-2].中國科學(xué)院紫金山天文臺2012年研制的超導(dǎo)成像頻譜儀(3×3像元邊帶分離超導(dǎo)接收機陣列)采用了全模擬器件，在85-105 GHz頻段達成的邊帶分離度指標均大于10 dB[3].

近年來，隨著工業(yè)界高速數(shù)據(jù)采集和數(shù)據(jù)處理技術(shù)的快速發(fā)展，以高速ADC(Analog-to-Digital Converter)芯片和大規(guī)模高速FPGA(Field Programmable Gate Array)芯片為硬件平臺的寬帶數(shù)字信號處理技術(shù)在數(shù)字通信、射電天文等領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用，也使得利用高速數(shù)字技術(shù)實現(xiàn)超寬帶數(shù)字邊帶分離成為了可能.Murk等[4]采用了2×500 MHz實時數(shù)據(jù)處理FPGA硬件平臺替代了模擬的中頻混合電橋，在未進行非平衡校準情況下，實現(xiàn)邊帶分離度為10-25 dB，超過了全模擬器件所能達成的指標，證明了基于FPGA平臺數(shù)字邊帶分離技術(shù)的先進性.美國國立天文臺Morgan和Fisher開展了數(shù)字邊帶分離接收技術(shù)研究，完成了2×250 MHz工作帶寬具有離線非實時校準功能的數(shù)字邊帶分離接收機系統(tǒng)原型研制，邊帶分離度達到50 dB[5].智利大學(xué)Finger等[6]基 于Murk等[4]和Morgan等[5]的工 作，采用了高速ADC和FPGA技術(shù)完成具有在線實時校準功能的數(shù)字邊帶分離接收機系統(tǒng)研制，該系統(tǒng)具有了2×500 MHz工作帶寬和40-50 dB邊帶分離度的良好性能，為在實際天文觀測應(yīng)用奠定了堅實技術(shù)基礎(chǔ).智利大學(xué)Rodr′?guez等人在前期研究基礎(chǔ)上，將數(shù)字邊帶分離接收機系統(tǒng)應(yīng)用至3 mm譜線觀測設(shè)備中，實現(xiàn)邊帶分離度為35-50 dB[7]，隨后Finger等人為ALMA band 9亞毫米波接收機研制了2×1 GHz工作帶寬內(nèi)平均45 dB邊帶分離度的數(shù)字邊帶分離接收機系統(tǒng)原型[8].此外，Li等人也開展數(shù)字邊帶分離接收技術(shù)研究，完成了工作帶寬為2×1.6 GHz、邊帶分離度大于30 dB的數(shù)字邊帶分離接收原理樣機的研制[9].

本文在微波頻段搭建了數(shù)字邊帶分離接收機原型系統(tǒng)，用于驗證邊帶分離校準方法.實驗中采用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀代替數(shù)字后端，將下變頻后的信號直接通過矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀采樣后，保存至PC(Personal Computer)中進行數(shù)據(jù)處理，實現(xiàn)邊帶分離.第2節(jié)介紹了數(shù)字邊帶分離接收機的原理與邊帶抑制率(Sideband Separation Ratio，SSR)的定義，第3節(jié)介紹了微波頻段數(shù)字邊帶分離接收機的系統(tǒng)組成與測試方法.對比了進行數(shù)字校準前后的邊帶抑制率差別，證實可以通過數(shù)字校準提高邊帶分離效果.第4節(jié)對本論文的研究內(nèi)容和成果進行了總結(jié).

2 數(shù)字邊帶分離原理

2.1 數(shù)字邊帶分離接收機

數(shù)字邊帶分離接收機由模擬前端和數(shù)字后端組成.模擬前端實現(xiàn)下變頻功能，將輸入的射頻信號轉(zhuǎn)換為兩路正交的中頻信號.數(shù)字后端對ADC采樣后的數(shù)字信號進行處理，實現(xiàn)對輸入信號上、下邊帶的分離.模擬前端由正交移相電橋、3 dB功分器、固定增益放大器、可調(diào)衰減器、耦合器和低通濾波器組成.模擬前端原理框圖如圖1所示，其中射頻信號(Radio Frequency，RF)和本振信號(Local Oscillator，LO)可以互換位置.本振信號通過正交移相電橋分解為兩個等幅、正交的信號，射頻信號通過功分器分解為兩路等幅、同相的信號.在圖1中，上、下兩鏈路為完全對稱的結(jié)構(gòu).兩路本振和射頻信號在上、下兩鏈路中分別通過混頻器混頻后，可以得到和頻信號和差頻信號.經(jīng)過固定增益放大器、可調(diào)衰減器對信號幅度調(diào)整，使得信號幅度在數(shù)字后端ADC的采樣范圍內(nèi).然后通過耦合器，耦合器可以對信號做抽取，便于在實驗過程中監(jiān)測系統(tǒng)狀態(tài).最后經(jīng)過低通濾波器，保留混頻后的差頻成分.同時，低通濾波器可以確保模擬前端最終輸出信號的頻率低于ADC采樣頻率的一半，防止數(shù)字后端對采樣后的數(shù)字信號做快速傅里葉變換(Fast Fourier Transform，F(xiàn)FT)時出現(xiàn)頻譜混疊.

圖1 模擬前端原理框圖Fig.1 Block diagram of analog front-end

理想情況下，模擬前端的輸出V7和V8應(yīng)是等幅、正交的.數(shù)字后端首先通過ADC將模擬前端的輸出V7和V8采樣為數(shù)字信號.然后進行加窗處理，降低頻譜泄露的影響.最后在FPGA上構(gòu)建數(shù)字中頻電橋，實現(xiàn)信號的邊帶分離.對于FFT變換后的每個頻點，均有一組系數(shù)C1、C2、C3、C4.當C1=C4=1、C2=C3=j(純虛數(shù)，表示移相90°)時，該部分功能等價于一個理想的正交移相電橋.數(shù)字后端系統(tǒng)框圖如圖2所示，其中V9為上邊帶(Upper Sideband，USB)輸出，V10為下邊帶(Lower Sideband，LSB)輸出.V9和V10可以根據(jù)公式

圖2 數(shù)字后端原理框圖Fig.2 Block diagram of digital back-end

計算得出.理想情況下，當輸入射頻信號RF相對于本振信號LO為上邊帶信號時，只有V9有輸出，V10為0.當輸入射頻信號RF相對于本振信號LO為下邊帶信號時，只有V10有輸出，V9為0.因此，實現(xiàn)了對于輸入RF信號的邊帶分離.

在實際的硬件系統(tǒng)中，由于上、下兩條傳輸鏈路(包括混頻器、放大器、濾波器以及連接電纜)不一致性引入了相位延時以及上、下鏈路增益不平衡等問題，數(shù)字后端上、下兩邊帶不能完全分離.當輸入下邊帶信號時，圖2中USB輸出不為0，記此時的USB輸出端口處的輸出為V9L.當輸入上邊帶信號時，圖2中LSB輸出不為0，記此時的LSB輸出端口處的輸出為V10U.因此通過實驗方法修改系數(shù)C1、C2、C3、C4以消除鏈路增益、相位非平衡帶來的誤差，從而改善系統(tǒng)的邊帶分離度或邊帶抑制比.

相比于全模擬的邊帶分離接收機，數(shù)字邊帶分離接收機用數(shù)字90°相移的中頻混合電橋替代全模擬系統(tǒng)，并通過數(shù)字電路的靈活性，調(diào)整數(shù)字中頻混合電橋參數(shù)，從而實現(xiàn)更高的邊帶分離度，大大改善了邊帶分離接收機系統(tǒng)性能.

2.2 數(shù)字邊帶分離校準

為消除鏈路增益、相位非平衡引入的誤差，需要在數(shù)字后端進行校準.通過數(shù)字校準，分別使得V9L=0、V10U=0.V9L和V10U的理論值計算如下:

其中，V7L、V8L分別表示輸入LSB信號時圖1中V7和V8處的輸出.V7U、V8U分別表示輸入USB信號時，圖1中V7和V8處的輸出.這里固定C1=C4=1，通過調(diào)節(jié)C2和C3來校準鏈路誤差.通過將(3)式和(4)式中V9L、V10U置為0，即可得到用于校準系數(shù)C2和C3的理論公式:

首先輸入下邊帶信號，對模擬前端的輸出(圖1中V7和V8)的V7L、V8L采樣代入(5)式，即可計算得到對應(yīng)中頻頻點的C2.然后，保持本振信號頻率不變，再輸入該組頻率關(guān)于本振頻率的鏡像頻率(上邊帶信號)，將模擬前端輸出(圖1中V7和V8)的V7U和V8U代入(6)式，即可得到校準系數(shù)C3.重復(fù)多次測量，直至對于每個中頻頻點，均有一組校準系數(shù)C1、C2、C3、C4.

2.3 邊帶分離度

通常使用邊帶抑制率[10]來衡量邊帶分離接收機的邊帶分離效果，圖3展示了用于計算SSR的原理簡圖.RF信號輸入端U表示輸入USB信號，L表示輸入LSB信號.

圖3 SSR計算原理簡圖(RF的USB和LSB是從同一個端口輸入的)Fig.3 Schematic diagram of SSR calculation principle(USB and LSB of RF are input from the same port)

對于中頻輸出端口1，邊帶抑制率定義為

其中，G1U表示輸入的USB信號到USB輸出端口(端口1)鏈路的增益.G1L表示輸入的LSB信號到USB輸出端口(端口1)鏈路的增益.

對于中頻輸出端口2，邊帶抑制率定義為

其中，G2L表示輸入的LSB信號到LSB輸出端口(端口2)鏈路的增益.G2U表示輸入的USB信號到LSB輸出端口(端口2)鏈路的增益.

3 數(shù)字邊帶分離接收實驗

3.1 數(shù)字邊帶分離接收實驗系統(tǒng)

在微波頻段構(gòu)建了數(shù)字邊帶分離接收試驗系統(tǒng)，系統(tǒng)包括模擬前端和數(shù)字后端.模擬前端工作頻率范圍3-18 GHz，平衡混頻器件選型參考了文獻[9]，數(shù)字后端以矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀代替.

模擬前端的原理圖參見圖1.圖4展示了利用Inventor繪制的微波頻段模擬前端系統(tǒng)組裝圖，圖5是微波頻段數(shù)字邊帶分離接收機模擬前端的實物圖.表1列出了模擬前端的器件選型.模擬前端系統(tǒng)有兩個信號輸入端口:本振信號輸入口LO和射頻信號輸入口RF.4個信號輸出口:OUT-1和OUT-2為下變頻后信號的輸出口，分別對應(yīng)于圖1中V7和V8輸出.COUPLED-1和COUPLED-2輸出端口為耦合器輸出，是為了在實驗過程中對信號做抽取，便于監(jiān)測系統(tǒng)狀態(tài).射頻信號從RF端口輸入，本振信號從LO端口輸入，選用的低通濾波器的截止頻率為2.2 GHz，實驗時選用的中頻范圍為10-1500 MHz.對于射頻工作頻段3-18 GHz，將射頻頻段分為5段，分別選取了本振頻率為4.5 GHz、7.5 GHz、10.5 GHz、13.5 GHz、16.5 GHz進行測量.對于不同的本振信號，每次均覆蓋了上邊帶1.5 GHz和下邊帶1.5 GHz帶寬范圍內(nèi)的信號，因此實現(xiàn)了對射頻測試頻段3-18 GHz的全覆蓋.

表1 器件選型與特征Table 1 Device selection and features

圖4 微波頻段模擬前端系統(tǒng)組裝圖Fig.4 The assembly diagram of analog front-end system in microwave band

圖5 微波頻段數(shù)字邊帶分離接收機模擬前端前視圖Fig.5 Front view of analog front-end of digital sideband separation receiver in microwave band

3.2 邊帶分離測試實驗

邊帶分離測試實驗系統(tǒng)如圖6所示，實驗時使用了兩臺信號發(fā)生器，一臺用作射頻RF信號，將信號發(fā)生器的輸出連接到圖7中的RF輸入端口.一臺用于產(chǎn)生本振信號LO，將信號發(fā)生器的輸出端口連接到圖7中的LO輸入端口.直流穩(wěn)壓電源用于給放大器和可調(diào)衰減器供電，通過航空插頭連接到模擬前端殼體背部的直流輸入端口.實驗時要注意兩臺直流穩(wěn)壓電源要共地，同時穩(wěn)壓電源的各個直流輸出端口也要共地，以避免產(chǎn)生回路串擾.通過調(diào)節(jié)放大器和可調(diào)衰減器的工作電壓，可以調(diào)節(jié)鏈路的增益，使得系統(tǒng)兩條鏈路的增益大致平衡.端口COUPLED-1和COUPLED-2因?qū)嶒炛形醋霰O(jiān)測，輸出端均連接到匹配電阻，防止端口COUPLED-1和COUPLED-2出現(xiàn)反射.圖7中V7端口連接到矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀的1號輸入端口.圖7中V8端口連接到矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀的2號輸入端口.設(shè)置矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀工作在CW(Continuous Wave)模式，并利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測量兩路輸入信號的幅度、相位、幅度的比值和相位差.利用PC編寫Python腳本控制信號發(fā)生器和矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀.兩臺信號發(fā)生器分別通過網(wǎng)線和GPIB(General Purpose Interface Bus)端口連接到PC，矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀通過GPIB端口連接到PC.通過Python腳本控制信號發(fā)生器的輸出信號的頻率，更改矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀的測量頻率，讀取并保存矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀的測量數(shù)據(jù).

圖6 實驗系統(tǒng)原理框圖Fig.6 Block diagram of experimental system

圖7 實驗設(shè)備連接圖Fig.7 Experimental equipment connection diagram

實驗時先測試未進行數(shù)字校準時邊帶分離的結(jié)果.固定LO的輸出頻率和RF的輸出頻率，通過Python腳本控制矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對中頻范圍10-1500 MHz進行掃描，掃頻步長為10 MHz，測量兩路中頻信號在各個中頻頻點的幅度和相位，并保存測試的結(jié)果.設(shè)置本振頻率fLO為10.5 GHz，上邊帶射頻頻率為fUSB=11 GHz時，讀取保存V7和V8端口的輸出測試數(shù)據(jù)，以供后續(xù)處理.在保持系統(tǒng)連線不變的情況下，設(shè)置射頻頻率為上邊帶頻率關(guān)于本振信號的鏡像頻率fLSB=10 GHz，重復(fù)前述測試步驟，完成了對于fLO=10.5 GHz、中頻fIF=500 MHz時上、下邊帶中頻輸出的測試.重復(fù)上述步驟拓展射頻輸入頻率，完成對本振頻率fLO=10.5 GHz，中頻頻率fIF為0.5 GHz、1 GHz和1.5 GHz時，所有中頻頻點的測試(本文對于每個本振頻率均測試了3組不同的中頻).未進行數(shù)字校準時，這時數(shù)字后端等價于一個理想的數(shù)字正交電橋.對應(yīng)于圖2中系數(shù)C1=C4=1、C2=C3=j，將測量的結(jié)果代入(1)、(2)式可以得到未進行數(shù)字校準時的邊帶分離的結(jié)果(對應(yīng)于圖2中V9和V10).改變本振頻率，重復(fù)上述過程，直至完成對本振頻率為4.5 GHz、7.5 GHz、10.5 GHz、13.5 GHz、16.5 GHz的測試，從而完成覆蓋微波頻段3-18 GHz范圍內(nèi)的測試.

3.3 數(shù)字邊帶分離校準及分析

實驗選取本振頻率分別為4.5 GHz、7.5 GHz、10.5 GHz、13.5 GHz、16.5 GHz，在本振頻率對應(yīng)的上邊帶輸入一組射頻信號，用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀讀取對應(yīng)的中頻輸出(含幅度和相位)記作V7U和V8U，在其下邊帶輸入一組與上邊帶對應(yīng)的鏡像頻率射頻信號，讀取中頻輸出記為V7L和V8L.令系數(shù)C1=C4=1、C2=C3=j，將測量的結(jié)果代入(1)、(2)式可以得到未進行數(shù)字校準時的邊帶分離的結(jié)果(V9L、V9U、V10L、V10U).將V9L、V9U、V10L、V10U代入(7)式和(8)式即可計算出未進行數(shù)字校準時的邊帶抑制率.

根據(jù)(5)式即可得到校準系數(shù)C2，根據(jù)公式(6)即可得到校準系數(shù)C3.重新測試V7和V8的輸出(V7U、V8U、V7L、V8L)，并利用計算得到的校準系數(shù)C2和C3，代入(1)、(2)式重新計算邊帶分離的輸出(V9L、V9U、V10L、V10U).將V9L、V9U、V10L、V10U代入(7)式和(8)式即可得到數(shù)字校準后的邊帶抑制率.

圖8為射頻信號頻率為3-18 GHz時未做數(shù)字校準時邊帶抑制率.未做數(shù)字校準時，邊帶抑制率主要集中在25-40 dB范圍內(nèi).相比于實際應(yīng)用全模擬邊帶分離系統(tǒng)，該測試結(jié)果明顯更優(yōu)的主要原因有兩個方面:其一，本系統(tǒng)采用高穩(wěn)定的頻綜設(shè)備作為本振信號源，其本振信號相位和穩(wěn)定性引入誤差小;其二，以矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀代替模擬的中頻混合電橋，該設(shè)備在進行測試時均作了校準，從而中頻混合電橋引起的幅度和相位的不平衡性也得到很好的抑制.

圖8 RF頻率為3-18 GHz的校準前SSR測量結(jié)果Fig.8 Measured SSR for RF over frequency 3-18 GHz before calibration

圖9為射頻頻率為3-18 GHz時數(shù)字校準后邊帶抑制率，測量結(jié)果顯示數(shù)字校準后邊帶抑制率約為50-60 dB.為獲得高邊帶抑制率性能，在實驗過程中，對有源模擬器件如放大器、衰減器的供電電壓保持不變，盡可能減小因供電電壓引起的系統(tǒng)的增益的變化;同時實驗時均使用相同的測試線纜連接邊帶分離系統(tǒng)，以避免測試線纜引起額外的路徑衰減和相位不平衡性;實驗過程中保持輸入信號源在校準時和邊帶分離時的輸入功率不變，以避免SSR歸算誤差;此外，在實驗前對矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀校準，最大限度減小測試系統(tǒng)對測量結(jié)果的影響.在圖9中，數(shù)字校準后的邊帶抑制率在50-60 dB范圍內(nèi)仍存在一定的波動，可能原因主要是放大器、混頻器在3-18 GHz頻率范圍內(nèi)的增益和相位不平衡性差異所致，增益和相位的不平衡性差異越大校準難度越大，導(dǎo)致校準后SSR的性能下降.另外，利用計算出的校準系數(shù)C2和C3校準后重新測量模擬前端的輸出V7和V8時，邊帶抑制率并非無窮大.說明校準系數(shù)仍然無法克服實驗系統(tǒng)狀態(tài)變化的影響如電壓波動、溫度等，而實現(xiàn)完全校準.但是從整個頻段的校準結(jié)果獲得50-60 dB的邊帶抑制率可見，校準系數(shù)適用范圍較為寬泛.

圖9測試結(jié)果表明通過中頻混合電橋系數(shù)的校準，可顯著提高數(shù)字邊帶分離系統(tǒng)的抑制率，相比于圖8中未校準的結(jié)果，邊帶抑制率提高了20-25 dB，大大改善了邊帶分離系統(tǒng)的性能.數(shù)字校準后，SSR在50-60 dB范圍內(nèi)，與文獻[5]中通過軟件方式實現(xiàn)數(shù)字校準與邊帶分離相比，SSR結(jié)果相當.但在1.5 GHz的中頻范圍優(yōu)于文獻[5]中250 MHz的中頻范圍.此外本研究中采用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀14-bit ADC采樣中頻輸出信號，且采用離線數(shù)據(jù)的軟件校準，相比于文獻[9]中采用的8-bit ADC具有更高的采樣精度，同時避免了文獻[9]中基于FPGA等數(shù)字硬件實現(xiàn)校準與邊帶分離算法時受到字長效應(yīng)的影響，因此可獲得比文獻[9]更高的SSR性能.

圖9 RF頻率為3-18 GHz的校準后SSR測量結(jié)果Fig.9 Measured SSR for RF over frequency 3-18 GHz after calibration

本研究未進行數(shù)字校準時，SSR的波動范圍較大，主要原因在于SSR受增益、相位不平衡兩個因素影響.在不同的工作頻率下，增益不平衡度和相位不平衡度均存在較大差異，因此SSR出現(xiàn)較大波動.進行數(shù)字校準后，系統(tǒng)的增益不平衡和相位不平衡得到有效的修正，因此校準后獲得50-60 dB的高性能SSR集中在較小范圍內(nèi)波動，同時該測量結(jié)果也表明系統(tǒng)具有較好的一致性，且工作良好.

4 結(jié)論

邊帶分離接收機在天文譜線觀測領(lǐng)域有著廣闊的應(yīng)用前景.相較于全模擬邊帶分離接收機系統(tǒng)，基于數(shù)字信號處理技術(shù)的邊帶分離接收機可以校準系統(tǒng)的增益、相位誤差，顯著提高邊帶抑制率.本文構(gòu)建了3-18 GHz的數(shù)字邊帶分離原理試驗系統(tǒng)，并基于該系統(tǒng)，完成了全頻段邊帶分離校準.經(jīng)過邊帶不平衡的數(shù)字校準，獲得的邊帶抑制率為50-60 dB，相較于未校準結(jié)果，邊帶抑制率提高了20-25 dB.這表明數(shù)字邊帶分離系統(tǒng)可有效提高系統(tǒng)的邊帶分離度，大大提升系統(tǒng)性能.

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