王黨樹，儀家安，董 振，楊亞強(qiáng)，鄧 翾

(西安科技大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院，陜西 西安 710054)

電力電子裝置的廣泛使用給電網(wǎng)帶來很大的諧波污染，嚴(yán)重影響電網(wǎng)以及其他用電設(shè)備的正常運(yùn)行[1]。為此，一些國家和國際組織制定了一些相關(guān)的標(biāo)準(zhǔn)和規(guī)范，對電力電子裝置的輸入功率因數(shù)以及電流諧波含量提出了相關(guān)的要求，功率因數(shù)校正(PFC)技術(shù)可以提高功率因數(shù)、抑制電流諧波，因此，國內(nèi)外學(xué)者對PFC技術(shù)進(jìn)行了廣泛的研究[2-5]。功率因數(shù)校正技術(shù)的控制方式有很多種，比較傳統(tǒng)的控制方式有平均電流控制、峰值電流控制以及滯環(huán)電流控制[6-7]，但這些控制方式因?yàn)榇嬖诔朔ㄆ魉詫?shí)現(xiàn)起來較為復(fù)雜，因此一些新穎的控制算法如單周期控制策略得到了研究人員的關(guān)注。功率因數(shù)校正器根據(jù)不同的結(jié)構(gòu)大致可以分為單級(jí)PFC變換器和雙級(jí)PFC變換器，因?yàn)閱渭?jí)PFC結(jié)構(gòu)簡單，體積小、成本低、整體能量傳遞效率高等優(yōu)點(diǎn)引起了廣泛的關(guān)注及研究，但是單級(jí)PFC結(jié)構(gòu)存在輸出電壓紋波無法有效抑制等問題，為了能夠找到抑制PFC變換器輸出電壓紋波以及提高系統(tǒng)動(dòng)態(tài)穩(wěn)定性的問題，國內(nèi)外學(xué)者進(jìn)行了深入的研究。

涂春鳴等[8]從能量傳輸?shù)慕嵌确治隽穗娏﹄娮幼儔浩?PET)直流紋波電壓產(chǎn)生的機(jī)理，提出一種PET直流電壓紋波抑制策略。Zhao等[9]提出一種將反激變換器與Buck變換器級(jí)聯(lián)的兩級(jí)結(jié)構(gòu)拓?fù)?，前一?jí)的反激變換器作為PFC單元對功率因數(shù)進(jìn)行校正并抑制輸入電流諧波，后級(jí)的Buck拓?fù)鋵敵龆豆ゎl紋波進(jìn)行抑制，能夠?qū)崿F(xiàn)對輸出電壓的調(diào)節(jié)，然而該拓?fù)涞捏w積較大，成本較高。Luo等[10]提出一種復(fù)合型的Buck-Boost PFC變換器來抑制輸出二倍工頻紋波，將前一級(jí)的Buck-Boost拓?fù)渫ㄟ^一個(gè)開關(guān)管與后級(jí)的DC-DC電路級(jí)聯(lián)，前后兩級(jí)共用一個(gè)開關(guān)管和驅(qū)動(dòng)電路，比傳統(tǒng)的兩級(jí)級(jí)聯(lián)減少一組開關(guān)管和驅(qū)動(dòng)電路，從而減少了所需元器件的數(shù)量，減小了變換器的體積，功率因數(shù)可達(dá)0.99以上，但是該電路的能量傳遞效率比較低。賁洪奇等[11]提出一種針對單級(jí)橋式PFC變換器紋波抑制的新型控制策略，該控制策略能夠有效抑制輸出電壓紋波，然而該控制方式實(shí)現(xiàn)起來較為復(fù)雜。Nagao[12]提出一種在變壓器上增加輔助繞組的方式降低單級(jí)PFC的輸出紋波，但是該策略僅適用于正激式和反激式的單級(jí)PFC變換器。對于輸出負(fù)載突變對PFC變換器輸出的影響，陶海燕[13]提出一種負(fù)載電流前饋的方法，在輸出負(fù)載發(fā)生突變的情況下，可以快速采集輸出電流信號(hào)并對其進(jìn)行信號(hào)調(diào)理進(jìn)而對輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)，該方案可以增加系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)穩(wěn)定性，但是沒有考慮上面提到的輸出電壓紋波大的問題。溫向宇等[14-15]詳細(xì)介紹了單周期控制策略的優(yōu)點(diǎn)和工作原理，并使用單周期控制方式實(shí)現(xiàn)了無橋Boost拓?fù)湟约捌胀˙oost拓?fù)涞墓β室驍?shù)校正功能。但是，通過觀察輸出波形可以看出二倍工頻紋波較大，需要對其進(jìn)行改善。

針對上述問題，本文在基于單周期控制的無橋Boost PFC拓?fù)涞幕A(chǔ)上增加帶直流紋波抑制單元，該單元中的電容可提供與無橋Boost PFC輸出電容交流分量幅值相等、方向相反的電壓來抑制輸出紋波，并且在單周期控制方式的基礎(chǔ)上增加負(fù)載電流前饋控制方式，該控制方式可以在輸出負(fù)載發(fā)生突變的情況下迅速提取電流變化量進(jìn)行信號(hào)調(diào)理，快速穩(wěn)定輸出電壓，最后，通過仿真對比驗(yàn)證了該理論分析的正確性。本文對無橋Boost PFC變換器降低輸出紋波以及提高系統(tǒng)動(dòng)態(tài)穩(wěn)定性研究具有重要的意義。

1 無橋Boost PFC電路及工作原理

1.1 無橋Boost PFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

Boost電路的電感位于輸入端串聯(lián)接入電路[16]，可降低輸入電流中高頻紋波的分量，且電流脈動(dòng)小，能在較寬的輸入電壓范圍內(nèi)獲得高功率因數(shù)，所以目前大部分PFC電路都是基于Boost拓?fù)溥M(jìn)行研究[17]，如圖1(a)所示為傳統(tǒng)的Boost PFC電路，由整流橋和Boost拓?fù)浣M合而成。

圖1 傳統(tǒng)Boost PFC及無橋Boost PFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

正常工作狀態(tài)下的傳統(tǒng)Boost PFC電路，由于整流橋4個(gè)整流二極管的存在，在任意時(shí)刻都有3個(gè)功率器件處于工作狀態(tài)。當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)處于工作狀態(tài)的有2個(gè)整流二極管和1個(gè)開關(guān)管；當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，處于工作狀態(tài)的有2個(gè)整流二極管和1個(gè)續(xù)流二極管。在輸入電流較大的情況下，功率器件導(dǎo)通的損耗不可忽視[18]。為了能夠減小功率器件上的損耗，提出一種半無橋Boost PFC變換器如圖 1(b)所示。這種拓?fù)鋵鹘y(tǒng)的Boost PFC拓?fù)湔鳂蛳路降?個(gè)整流二極管用開關(guān)管代替，而且采用2個(gè)獨(dú)立的電感放置在整流橋前，為了能夠提高電感的利用率，有學(xué)者提出如圖1(c)、(d)所示的單電感和耦合電感的拓?fù)?。半無橋Boost PFC拓?fù)湓谡９ぷ鳡顟B(tài)下，任意時(shí)刻只有2個(gè)功率器件處于工作狀態(tài)。這樣就可以大幅度降低因?yàn)楣β势骷?dǎo)通帶來的損耗，大大提高了變換器的效率，是一種適用于大功率的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[19-20]，在文獻(xiàn)[14]中給出了輸出功率為0～300 W時(shí)傳統(tǒng)Boost拓?fù)浜桶霟o橋Boost拓?fù)涞碾娐窊p耗曲線圖，從曲線中可以看出當(dāng)輸出功率為300 W時(shí)傳統(tǒng)Boost拓?fù)涞膿p耗為19 W，而半無橋Boost拓?fù)涞碾娐窊p耗為14 W，效率可達(dá)95.3%。

1.2 無橋Boost PFC工作模態(tài)分析

圖2為無橋Boost PFC在CCM模式下的工作模態(tài)分析，假設(shè)原理圖中所有器件均為理想器件。其中，工作模態(tài)A和工作模態(tài)B是輸入電壓為正半周期時(shí)的工況，工作模態(tài)C和工作模態(tài)D是輸入電壓為負(fù)半周期時(shí)的工況。

圖2 無橋Boost PFC工作原理

在交流電源輸出為正半周期時(shí)，即輸出正電壓有如下2個(gè)工況：

工況1：如圖2(a)所示，開關(guān)管S1導(dǎo)通，此時(shí)電源電流流過電感L1、S1以及S2的體二極管流回電源負(fù)極，該階段電感上的電流線性增加。另一個(gè)回路電容儲(chǔ)存的能量給負(fù)載供電。

工況2：如圖2(b)所示，開關(guān)管S1關(guān)斷，此時(shí)電源電流流過電感、二極管D1給電容和負(fù)載提供能量，然后再通過S2的體二極管流回電源負(fù)極。

在交流電源輸出為負(fù)半周期時(shí)，即輸出負(fù)電壓有如下2個(gè)工況：

工況3：如圖2(c)所示，開關(guān)管S2導(dǎo)通，此時(shí)電源電流流過L2、S2以及S1的體二極管返回電源負(fù)極，該階段電感上的電流線性增加。另一個(gè)回路電容儲(chǔ)存的能量給負(fù)載供電。

工況4：如圖2(d)所示，開關(guān)管S2關(guān)斷，此時(shí)電源電流流過電感、二極管D2給電容和負(fù)載提供能量，然后再通過S1的體二極管流回電源負(fù)極，此階段電感上的電流線性下降。

2 控制策略

2.1 傳統(tǒng)控制策略

一般將變換器在單個(gè)周期內(nèi)流過電感電流是否連續(xù)分為斷續(xù)電流導(dǎo)電模式(DCM)和連續(xù)電流導(dǎo)電模式(CCM)。由于電感上電流導(dǎo)電模式不同，PFC的控制策略也有所不同。DCM模式下的控制策略一般采用恒頻控制策略、變頻控制策略和等面積控制策略等。CCM模式下的控制策略一般有平均電流法控制、滯環(huán)電流法控制和峰值電流法控制等。本文采用的單周期控制策略是一種較為新穎的非線性控制策略，該策略主要用于CCM模式。與傳統(tǒng)的控制策略相比較，單周期控制策略不再使用復(fù)雜的乘法器，只需采集輸入電流信號(hào)即可實(shí)現(xiàn)PFC，控制算法相對來說較為簡單，并且其可以在一個(gè)周期內(nèi)完成輸入電流對輸入電壓的“追蹤”，實(shí)現(xiàn)PFC且不會(huì)將前一個(gè)周期的穩(wěn)態(tài)誤差帶到下一個(gè)乃至后面幾個(gè)周期。

2.2 單周期控制策略

正因?yàn)閱沃芷诳刂撇呗缘姆N種優(yōu)勢，本文采用單周期控制策略進(jìn)行功率因數(shù)校正。功率因數(shù)校正的目的是實(shí)現(xiàn)輸入電壓與電流的相位差盡可能為零，即變換器相對于電網(wǎng)來說呈“純電阻”性質(zhì)[21-22]。因此將變換器等效成阻值為Req的純電阻。電網(wǎng)整流輸入變換器的電壓為Vin，流過電感的電流為Iin，三者的關(guān)系為

Vin=Req×Iin。

(1)

Boost變換器輸入電壓與輸出電壓之間的關(guān)系為

(2)

式中：D為開關(guān)管導(dǎo)通的占空比；Vo為輸出電壓。將式(1)代入式(2)并將等式兩邊同時(shí)乘以Rs/Req可得

(3)

Rs×Iin=Vm×(1-D)。

(4)

由于

(5)

式中T為開關(guān)管開通關(guān)斷一個(gè)周期的時(shí)間，式(4)可以進(jìn)一步化簡為

(6)

采樣電阻接入芯片內(nèi)部的信號(hào)為RsIin，因?yàn)殡娏餍盘?hào)增益為G，所以輸入內(nèi)部加法器的信號(hào)為GRsIin，因此可得輸入電壓、電流之間的關(guān)系式，

(7)

式中采樣電阻值Rs固定不變，調(diào)制電壓Vm在一個(gè)周期內(nèi)也可視為定值，芯片內(nèi)部電流增益G也是不變的，由于輸出濾波電容值較大，輸出電壓Vo也不會(huì)產(chǎn)生太大變化，所以式中Vm/(GRsVo)可視為定值，因此輸入電流和輸入電壓呈正比的關(guān)系就可以實(shí)現(xiàn)輸入電流與輸入電壓的同相位，這就是PFC單周期控制策略的原理。PFC單周期控制策略的控制方程為：

(8)

單周期控制無橋Boost PFC變換器控制原理如圖3所示，該方案具體實(shí)現(xiàn)過程是采樣輸出電壓通過PI調(diào)節(jié)器輸出電壓控制信號(hào)Vm，然后通過積分器得到V2(t)輸入到比較器，電壓控制信號(hào)Vm與電感電流采樣信號(hào)通過加法器然后輸入到比較器的另一端輸入，最終將信號(hào)輸入到RS觸發(fā)器產(chǎn)生控制開關(guān)管導(dǎo)通以及關(guān)斷的控制信號(hào)。

圖3 單周期控制無橋Boost PFC原理

單周期控制無橋Boost PFC變換器控制原理波形如圖4所示，時(shí)鐘脈沖信號(hào)CLOCK到來時(shí)，PWM輸出高電平，開關(guān)管導(dǎo)通。流過電感上的電流線性上升，V1(t)線性減小，積分器對電壓調(diào)節(jié)信號(hào)Vm進(jìn)行積分，也就是控制方程里的V2(t)，當(dāng)V2(t)=V1(t)時(shí)停止積分，此時(shí)比較器輸出的電平翻轉(zhuǎn)導(dǎo)致開關(guān)管關(guān)斷，在Toff階段，電感放電，流過其電流線性下降，V1(t)線性上升直到下一個(gè)時(shí)鐘脈沖信號(hào)到來為一個(gè)周期。

圖4 單周期控制原理圖波形

2.3 負(fù)載電流前饋控制

通過2.2節(jié)的分析可知，采用單周期控制方式的無橋Boost PFC電路可以通過控制功率開關(guān)管的開通和關(guān)斷，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)輸入電流對電壓的“追蹤”，使變換器呈純阻性，從而達(dá)到功率因數(shù)校正的目的。但是設(shè)計(jì)電壓控制器時(shí)為了能夠減小輸入電流的畸變率，需要將電壓控制器帶寬調(diào)低，調(diào)低控制器帶寬帶來的后果就是會(huì)降低輸出電壓的動(dòng)態(tài)穩(wěn)定性。比如在負(fù)載端突然增加或者減小負(fù)載時(shí)，輸出電壓的波動(dòng)會(huì)非常大。如果為了提高輸出電壓的動(dòng)態(tài)穩(wěn)定性而調(diào)高電壓控制器的帶寬，會(huì)使電壓控制器輸出的控制電壓Vm在一個(gè)周期內(nèi)不太平穩(wěn)，這樣會(huì)導(dǎo)致輸入電流產(chǎn)生畸變[23]。

圖5 直流前饋控制策略原理

采用該方案可以在輸出負(fù)載產(chǎn)生巨大波動(dòng)時(shí)對輸出電壓進(jìn)行快速調(diào)節(jié)，能夠避免輸出電壓產(chǎn)生大幅度波動(dòng)并且不會(huì)影響無橋Boost PFC的功率因數(shù)校正效果，從而增加系統(tǒng)的魯棒性。

3 抑制單元結(jié)構(gòu)及工作原理

3.1 電路結(jié)構(gòu)及工作模態(tài)分析

如圖6所示，在無橋Boost PFC變換器后端加入輸出電容C1、開關(guān)管S3、電感L以及一個(gè)續(xù)流二極管VD3組成完整的帶紋波抑制無橋Boost PFC電路結(jié)構(gòu)。紋波抑制單元工作模態(tài)分析如圖7所示。

圖6 帶紋波抑制單元的無橋Boost PFC變換器結(jié)構(gòu)

工作模態(tài)1(0～t1)：如圖7(a)所示，在0時(shí)刻，開關(guān)管導(dǎo)通，電流一部分通過電感L和開關(guān)管S回路給電感充電，另一部分流過輸出負(fù)載。該模態(tài)下流過電感上的電流線性上升，流過其電流的表達(dá)式為

(9)

式中iL2(t0)為0時(shí)刻電感L2上的電流。當(dāng)t=t1時(shí)，流過電感L2上的電流為最大值，

(10)

式中Ton為開關(guān)管導(dǎo)通的時(shí)間。

工作模態(tài)2(t1～t2)：如圖7(b)所示，在t1時(shí)刻，開關(guān)管關(guān)斷，電感上的電流通過二極管VD2續(xù)流。另一個(gè)回路電流流過輸出負(fù)載。在這個(gè)階段流過電感上的電流線性下降，

圖7 紋波抑制單元工作原理

(11)

3.2 紋波抑制單元工作原理

紋波的產(chǎn)生是因?yàn)檩敵龅闹绷麟妷褐泻薪涣鞣至?，輸出電壓的交流分量就是輸出電壓紋波。本文提到的紋波抑制單元工作原理就是通過對開關(guān)管的控制實(shí)現(xiàn)對輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)，在電容C1上產(chǎn)生于C2兩端電壓交流分量幅值相同、方向相反的電壓紋波來抵消C2兩端的電壓交流分量，從而減小直流輸出紋波。為了便于分析，假設(shè)所有元器件均視為理想器件。

假設(shè)電容C1、C2兩端電壓是其直流分量和交流分量的和，即：

VC1=VC1-dc+VC1-ac(t),

(12)

VC2=VC2-dc+VC2-ac(t)。

(13)

式中：VC1-dc、VC1-dc分別為電容C1、C2兩端電壓的直流分量；VC1-ac(t)、VC2-ac(t)分別為電容兩端電壓的交流分量。因?yàn)殡娙輧啥穗妷旱慕涣鞣至糠迪嗤?、大小相反，所以?/p>

VC1-ac(t)=-VC2-ac(t)。

(14)

由于電容C1、C2串聯(lián)輸出供電，所以無橋Boost PFC變換器的輸出電壓可表示為

Vout=VC1-dc+VC2-dc+VC1-ac(t)+VC2-ac(t)。

(15)

將式(14)帶入式(15)可得輸出電壓為

Vout=VC1-dc+VC2-dc。

(16)

由式(16)可以看出，無橋Boost PFC電路輸出電壓由2個(gè)直流分量組成，不包含交流分量。這就是該結(jié)構(gòu)抑制輸出紋波的原理。

4 仿真分析

4.1 基于單周期控制策略的無橋Boost PFC

圖8為搭建的基于單周期控制策略的無橋Boost PFC仿真模塊，圖9上半部分為輸入電壓以及輸入電流波形，可以看出功率因數(shù)校正的效果很好，PF值幾乎為1。圖9下部分為輸出電壓波形以及輸出電壓局部放大圖，從波形圖可以看出來輸出電壓為410 V左右，輸出電壓紋波在10 V左右，紋波系數(shù)比較大，為2%左右。

圖8 基于單周期控制策略的無橋Boost PFC仿真模塊

圖9 基于單周期控制策略的無橋Boost PFC仿真波形

4.2 基于單周期控制策略的帶紋波抑制單元無橋Boost PFC

為了能夠抑制直流紋波，搭建了基于單周期控制策略帶抑制紋波的無橋Boost PFC。圖10為搭建的基于單周期控制策略的帶紋波抑制單元的無橋Boost PFC模塊，紋波抑制單元由電容C1、電感L2、續(xù)流二極管D6以及一個(gè)開關(guān)管組成，然后并聯(lián)在無橋Boost PFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上。仿真波形如圖11所示。圖11上半部分為輸入電壓以及輸入電流的波形，可以看出功率因數(shù)校正的效果很好，PF值幾乎為1。圖11下部分為輸出電壓波形以及輸出電壓局部放大圖，可以看出輸出電壓為410 V左右，電壓紋波為1 V左右，紋波系數(shù)為0.25%左右，相比于不帶抑制單元的無橋Boost PFC拓?fù)?，電壓紋波降低了很多，證明了紋波抑制單元對輸出電壓紋波有明顯的抑制作用。

圖10 基于單周期控制策略的帶紋波抑制單元無橋Boost PFC仿真模塊

圖11 基于單周期控制策略的帶紋波抑制單元無橋Boost PFC仿真波形

4.3 增加負(fù)載電流前饋控制仿真模塊

為了在輸出負(fù)載突增或者突減的情況下，輸出電壓依舊能保持穩(wěn)定，本文在單周期控制方式的基礎(chǔ)上增加了負(fù)載電流前饋控制，這種控制方式可以在輸出負(fù)載發(fā)生突變時(shí)快速采集輸出電流變化量進(jìn)行信號(hào)調(diào)節(jié)，從而實(shí)現(xiàn)對輸出電壓的快速穩(wěn)定，響應(yīng)速度快，可增強(qiáng)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)穩(wěn)定性。

圖12為帶負(fù)載直流前饋仿真模型，在系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)將輸出負(fù)載突減一倍輸出波形如圖13所示，將輸出負(fù)載突增一倍輸出波形如圖14所示。波形圖的中間一部分為輸出電壓波形以及局部放大圖，通過局部放大圖可以看出，當(dāng)輸出負(fù)載突減一倍時(shí)，輸出電壓先降低后迅速恢復(fù)，當(dāng)輸出負(fù)載突增一倍時(shí)變化過程則相反，并且在增加負(fù)載電流前饋控制后，功率因數(shù)校正效果和紋波抑制效果不會(huì)受到影響。

圖12 帶負(fù)載直流前饋仿真模塊

圖13 負(fù)載突減一半仿真波形

圖14 負(fù)載突增一半仿真波形

5 結(jié)論

本文采用基于單周期控制策略的帶紋波抑制單元的無橋Boost PFC對輸出電壓紋波進(jìn)行抑制，并且在單周期控制的基礎(chǔ)上增加了負(fù)載電流前饋控制，通過該控制可以在輸出負(fù)載突增或者突減的情況下快速響應(yīng)，從而對輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)避免出現(xiàn)大幅度的波動(dòng)。通過仿真分析可得如下結(jié)論：

1)通過對普通無橋Boost PFC和帶抑制單元無橋Boost PFC 2種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的仿真對比分析可以看出，輸出電壓為400 V左右不變的情況下，紋波電壓從10 V降到了1 V左右，紋波系數(shù)從2.5%降到0.25%，直流紋波抑制效果明顯。

2)在單周期控制的基礎(chǔ)上增加負(fù)載電流前饋控制后，當(dāng)輸出負(fù)載突增或突減，輸出電壓可以在極短時(shí)間內(nèi)實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定，具有較強(qiáng)的動(dòng)態(tài)穩(wěn)定性，而且功率因數(shù)校正效果不會(huì)受到影響。