王鶴潼，牛書強，施會麗，王 平，郭立新，，劉忠玉

(1.西安電子科技大學(xué) 綜合業(yè)務(wù)網(wǎng)理論及關(guān)鍵技術(shù)國家重點實驗室，陜西 西安 710071；2.西安電子科技大學(xué) 物理與光電工程學(xué)院，陜西 西安 710071)

可見光通信 (Visible Light Communication，VLC) 以其豐富的頻譜資源、高速率與高效率的傳輸特性、安全可靠與綠色節(jié)能等不可比擬的優(yōu)越性，深受國內(nèi)外廣大科研工作者的青睞，成為一種備受矚目的新興無線通信技術(shù)[1-3]。正交頻分復(fù)用 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM) 作為可見光通信中關(guān)鍵的物理層技術(shù)，具有高傳輸速率、高頻譜利用率、低干擾、低計算復(fù)雜度等諸多優(yōu)勢[4-5]，在4G通信中獨占鰲頭，也是5G通信中主要使用的物理層技術(shù)之一。在可見光通信系統(tǒng)中，光OFDM技術(shù)僅支持傳輸非負(fù)實數(shù)信號。因此，研究人員提出了3種經(jīng)典的光OFDM方案，即非對稱限幅光正交頻分復(fù)用(Asymmetrically Clipped Optical OFDM，ACO-OFDM)，直流偏置光正交頻分復(fù)用(Direct Current biased Optical OFDM，DCO-OFDM)和脈沖幅度調(diào)制離散多音(Pulse Amplitude Modulation-Discrete MultiTone，PAM-DMT)，將傳統(tǒng)射頻通信中的雙極性復(fù)OFDM信號轉(zhuǎn)換為非負(fù)實數(shù)信號。其中，直流偏置光正交頻分復(fù)用方案頻譜效率較高，但需添加額外的直流偏量，使得系統(tǒng)功耗增加[6]。非對稱限幅光正交頻分復(fù)用和脈沖幅度調(diào)制離散多音兩種方案能量效率較高，卻僅利用了一半的頻率資源[7]。為了充分發(fā)揮傳統(tǒng)光OFDM方案的優(yōu)勢，近年來研究人員從理論的角度提出了多種新型的光OFDM混合調(diào)制方案。文獻(xiàn)[8]中提出的混合非對稱限幅光正交頻分復(fù)用(Hybird Asymmetrically Clipped Optical OFDM，HACO-OFDM)方案分別在奇偶子載波上采用非對稱限幅光正交頻分復(fù)用和脈沖幅度調(diào)制離散多音技術(shù)，以增加頻譜利用率。但是削峰噪聲會對偶載波中頻域符號虛部上承載的有效信息產(chǎn)生影響，因此需提前估算并移除削峰操作的干擾，再對接收到的頻域符號進(jìn)行解調(diào)。這使得接收端需要額外進(jìn)行一次快速傅里葉變換(Fast Fourier Transform，F(xiàn)FT)和快速傅里葉逆變換(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)，從而增加了系統(tǒng)的計算復(fù)雜度和時間成本。文獻(xiàn)[9]中提出的增強型光正交頻分復(fù)用/偏移正交幅度調(diào)制(Enhanced Optical OFDM/Offset Quadrature Amplitude Modulation，EO-OFDM/OQAM)方案分為常規(guī)與偏置兩條支路。該方案提高了頻譜效率，且不受削峰噪聲干擾，但偏移支路需額外添加固定直流偏量，導(dǎo)致系統(tǒng)的符號功率和能耗較高。

針對光OFDM方案的設(shè)計問題，筆者基于自適應(yīng)偏置光正交頻分復(fù)用(Adaptively Biased Optical OFDM，ABO-OFDM)方案提出了一種可見光通信數(shù)字基帶系統(tǒng)的設(shè)計方案，來降低計算復(fù)雜度，提高傳輸速率，實現(xiàn)頻譜資源與功率效率間的折中。其中，基帶系統(tǒng)中物理層采用了特殊的幀結(jié)構(gòu)設(shè)計，用于提高信道估計與均衡的能力以及快速傅里葉變換窗口檢測的準(zhǔn)確性。具體地，首先通過自適應(yīng)偏置光正交頻分復(fù)用方案的離線實現(xiàn)，驗證使用光OFDM信號在室內(nèi)進(jìn)行可見光通信的可行性，并確定基帶系統(tǒng)中使用的參數(shù)；之后，給出可見光通信數(shù)字基帶系統(tǒng)的設(shè)計方案；最后，通過現(xiàn)場可編程邏輯門陣列(Field Programmable Gate Array，F(xiàn)PGA)搭建室內(nèi)可見光通信硬件平臺，實現(xiàn)該數(shù)字基帶方案，并通過實驗測試其性能。

1 室內(nèi)可見光通信系統(tǒng)的MATLAB離線實現(xiàn)

1.1 自適應(yīng)偏置光正交頻分復(fù)用方案

為了在頻譜資源與功率效率間進(jìn)行折中，首先基于文獻(xiàn)[10]中給出的自適應(yīng)偏置光正交頻分復(fù)用方案，設(shè)計了一個可見光通信數(shù)字基帶系統(tǒng)，并搭建了基于FPGA的室內(nèi)可見光通信硬件平臺對其進(jìn)行實現(xiàn)和驗證。與非對稱限幅光正交頻分復(fù)用方案不同，自適應(yīng)偏置光正交頻分復(fù)用方案將映射后的符號加載至全部奇載波和第2(2n+1)個偶載波(n=0，1，2，…，N/8-1)上，再經(jīng)過厄米特對稱、快速傅里葉逆變換，轉(zhuǎn)換為全實數(shù)時域信號。但是，此時的時域信號為雙極性信號，尚不滿足可見光通信中非負(fù)實數(shù)信號的需求，故需添加直流偏置。與直流偏置光正交頻分復(fù)用等方案不同，自適應(yīng)偏置光正交頻分復(fù)用方案為時域信號添加自適應(yīng)偏置，以提升系統(tǒng)功率效率。每4個采樣點：xn，xn+N/4，xn+N/2，xn+3N/4添加相同的直流偏置。如果4個點均為非負(fù)實數(shù)，則無需添加直流偏置。反之，則取4個點中最小值的相反數(shù)為直流偏置的大小，既滿足非負(fù)性的約束，又保證最小的額外功率。以bn，bn+N/4，bn+N/2，bn+3N/4表示4個點的直流偏置大?。?/p>

bn=bn+N/4=bn+N/2=bn+3N/4=-min{xn，xn+N/4，xn+N/2，xn+3N/4}，n=0，1，2，…，N/4-1 。

(1)

接收端將接收到的時域信號經(jīng)過快速傅里葉變換，轉(zhuǎn)換為頻域符號，自適應(yīng)偏置根據(jù)其自身的性質(zhì)，不會影響有效信息，僅會干擾被空置的子載波，即第K=4n個子載波，n=0，1，2，…，N/8-1。故而僅需在接收端進(jìn)行與發(fā)射端相反的操作，再提取有效的頻域符號信息，即可得到接收端比特序列。通過與發(fā)射端原始二進(jìn)制序列的對比，計算基于自適應(yīng)偏置光正交頻分復(fù)用方案的可見光通信系統(tǒng)誤碼率，并評判系統(tǒng)性能。

1.2 室內(nèi)可見光通信系統(tǒng)的MATLAB離線實現(xiàn)裝置

基于MATLAB離線實現(xiàn)的室內(nèi)可見光通信實驗裝置如圖1所示。首先通過Xilinx公司的KC705 FPGA[11-12]開發(fā)板產(chǎn)生基于OFDM的數(shù)字基帶信號，然后通過FMC302子卡中的數(shù)模轉(zhuǎn)換模塊轉(zhuǎn)變成為模擬電信號。之后發(fā)射端的發(fā)光二極管(Light-Emitting Diode，LED)驅(qū)動電路將輸入的模擬電信號轉(zhuǎn)換為光信號在自由空間中傳播，光信號經(jīng)過1.5 m的自由空間信道，到達(dá)接收端。接收端采用LSSPD-3.2型號光電探測器將光信號再轉(zhuǎn)換為電信號，電信號經(jīng)過接收端驅(qū)動電路的放大和濾波操作后輸入到示波器存儲器中。示波器存儲器中的通信數(shù)據(jù)在MATLAB中經(jīng)過同步解調(diào)，完成整個點對點的通信過程。提出的這種離線方式通過自適應(yīng)偏置光正交頻分復(fù)用方案驗證使用光OFDM信號在室內(nèi)進(jìn)行可見光通信的可行性，同時有利于研究信道特性，并有助于準(zhǔn)確分析和找出可見光通信數(shù)字基帶系統(tǒng)中的合適參數(shù)，最大化通信傳輸速率。

1.3 基于自適應(yīng)偏置光正交頻分復(fù)用方案的可見光通信系統(tǒng)離線實現(xiàn)

首先在MATLAB中產(chǎn)生一組二進(jìn)制源碼序列，然后進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換，再進(jìn)行發(fā)射信號集大小為4的正交幅度調(diào)制(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)。將調(diào)制好的QAM符號映射到全部奇載波和第2(2n+1)個偶載波(n=0，1，2，…，N/8-1)上。映射后的調(diào)制信號隨即加載進(jìn)入厄米特對稱模塊，經(jīng)過N=128點的快速傅里葉逆變換，生成全實數(shù)的時域信號以滿足可見光通信系統(tǒng)中采取的強度調(diào)制/直接檢測方式。繼而添加32點的循環(huán)前綴(Cyclic Prefix，CP)以防止碼間干擾與載波干擾，并將產(chǎn)生的時域OFDM實信號量化成16 bit數(shù)據(jù)。每160點的OFDM時域信號為一組數(shù)據(jù)符號，每一幀由前導(dǎo)序列和數(shù)據(jù)載荷兩部分組成。前導(dǎo)序列由一組OFDM數(shù)據(jù)符號長度的短訓(xùn)練序列(Short Training Sequence，STS)和兩組相同的OFDM數(shù)據(jù)符號組成的長訓(xùn)練序列(Long Training Sequence，LTS)構(gòu)成，分別用于尋找每一幀的快速傅里葉變換窗口位置和信道估計與均衡。數(shù)據(jù)載荷部分包含30組OFDM數(shù)據(jù)符號，用于承載用戶有效的數(shù)據(jù)信息。

將調(diào)制后的幀數(shù)據(jù)寫入初始化文件，然后導(dǎo)入FPGA的只讀存儲器中。通過10 MHz的時鐘讀取只讀存儲器中的數(shù)據(jù)，再經(jīng)過積分-梳狀級聯(lián)內(nèi)插濾波器，將數(shù)據(jù)送入FMC302子卡數(shù)模轉(zhuǎn)換模塊接口。數(shù)字基帶信號轉(zhuǎn)換為模擬電信號后，被送至發(fā)射端LED驅(qū)動電路，經(jīng)過電路的放大與濾波，通過LED將電信號轉(zhuǎn)換成為強度變化的光信號。光信號經(jīng)過1.5 m的自由空間信道，到達(dá)接收端。接收端的光電探測器將強度變化的光信號轉(zhuǎn)換為微弱的電信號，再經(jīng)過接收端驅(qū)動電路的放大濾波、模數(shù)轉(zhuǎn)換、符號同步、信道估計與均衡、數(shù)字解調(diào)等操作，將接收到的比特數(shù)據(jù)與發(fā)端數(shù)據(jù)進(jìn)行對比分析，評判系統(tǒng)的誤碼率性能。計算結(jié)果表明，系統(tǒng)可以達(dá)到的毛比特率為8.182 Mbit/s，在去除循環(huán)前綴和用于符號同步以及信道估計與均衡的序列開支后，系統(tǒng)可以達(dá)到5.455 Mbit/s的凈比特率和6.511×10-4的誤碼率。在離線實驗中，該方案的比特率達(dá)到106級別，誤碼率在10-3之下，滿足室內(nèi)可見光通信的需求。

2 可見光通信數(shù)字基帶系統(tǒng)設(shè)計方案

基于自適應(yīng)偏置光正交頻分復(fù)用的可見光通信數(shù)字基帶系統(tǒng)設(shè)計主要包括兩個部分：系統(tǒng)的基本參數(shù)和物理層幀結(jié)構(gòu)。該系統(tǒng)中采取與第1節(jié)相同的采樣頻率，即10 MHz。因為ISE14.7開發(fā)環(huán)境中的快速傅里葉變換核設(shè)置的數(shù)據(jù)長度多為2的冪次方，故該系統(tǒng)采取27，即128點的快速傅里葉變換/快速傅里葉逆變換，并取其長度的1/4作為循環(huán)前綴。表1中列出了可見光通信數(shù)字基帶系統(tǒng)中主要使用的數(shù)據(jù)參數(shù)。

表1 可見光通信數(shù)字基帶系統(tǒng)基本參數(shù)設(shè)計

圖2展示了該系統(tǒng)所設(shè)計的物理層幀結(jié)構(gòu)。以快速傅里葉逆變換后128點的時域數(shù)據(jù)和32點的循環(huán)前綴，共160個采樣點長度為一組OFDM數(shù)據(jù)符號?？梢姽馔ㄐ艛?shù)字基帶系統(tǒng)中的每一幀由前導(dǎo)序列和數(shù)據(jù)載荷兩部分組成。其中，前導(dǎo)序列包含160個采樣點長度的短訓(xùn)練序列和兩組相同OFDM數(shù)據(jù)符號組成的長訓(xùn)練序列，分別用于尋找每一幀快速傅里葉變換的窗口位置和信道的估計與均衡。數(shù)據(jù)載荷部分位于前導(dǎo)序列之后，通過自適應(yīng)偏置光正交頻分復(fù)用方案承載傳輸?shù)挠行畔?。在該系統(tǒng)所設(shè)計的物理層幀結(jié)構(gòu)中，每一幀包括由一組短訓(xùn)練序列，一組長訓(xùn)練序列組成的前導(dǎo)序列和30組OFDM數(shù)據(jù)符號組成的數(shù)據(jù)載荷。

3 可見光通信數(shù)字基帶系統(tǒng)的FPGA實現(xiàn)

第1節(jié)通過自適應(yīng)偏置光正交頻分復(fù)用方案的MATLAB離線實現(xiàn)驗證了使用光OFDM信號在室內(nèi)進(jìn)行可見光通信的可行性。通過FPGA搭建室內(nèi)可見光通信硬件平臺，設(shè)計并實現(xiàn)第2節(jié)提出的基于自適應(yīng)偏置光正交頻分復(fù)用方案的可見光通信數(shù)字基帶系統(tǒng)。具體地，基于FPGA在ISE14.7開發(fā)環(huán)境下利用Verilog語言實現(xiàn)室內(nèi)可見光通信系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)，并將給出發(fā)射端和接收端快速傅里葉逆變換/快速傅里葉變換模塊、自適應(yīng)直流偏置模塊、前導(dǎo)序列模塊等3個主要模塊的實現(xiàn)原理、細(xì)節(jié)及實驗結(jié)果。圖3展示了筆者搭建的室內(nèi)可見光通信系統(tǒng)硬件平臺的實物裝置。

3.1 快速傅里葉逆變換/快速傅里葉變換模塊

快速傅里葉逆變換/快速傅里葉變換模塊是該平臺的核心部分。發(fā)射端的快速傅里葉逆變換將子載波上承載的頻域符號轉(zhuǎn)換為時域信號進(jìn)行傳輸，而接收端的快速傅里葉變換模塊將接收到的時域信號轉(zhuǎn)換為頻域符號進(jìn)行解調(diào)。串行的比特數(shù)據(jù)在進(jìn)入FPGA后，每2個或4個比特分為一組，通過格雷碼映射到復(fù)平面上，進(jìn)行4QAM或16QAM的數(shù)字映射。本節(jié)實驗中快速傅里葉逆變換/快速傅里葉變換模塊中設(shè)置的IP核輸入為16 bit，故而將星座點的值量化為16 bit的數(shù)據(jù)。即在4QAM數(shù)字映射中，實部和虛部兩條支路的十進(jìn)制取值為{-128，+127}，而在16QAM數(shù)字映射中，兩條支路的十進(jìn)制取值為{-384，-128，+127，+381}。以4QAM映射方案為例，其二進(jìn)制取值對照如表2所示。

表2 4QAM數(shù)字映射二進(jìn)制取值對照表

映射后的QAM符號對應(yīng)前64個子載波中所有的奇載波和第2(2n+1)個偶載波，n=0，1，2，…，15，而第4n個子載波被空置，n=0，1，2，…，15，不攜帶有效數(shù)字符號。映射后的調(diào)制信號隨即加載進(jìn)入厄米特對稱模塊，形成128點的頻域符號。該平臺主要采用ISE14.7開發(fā)環(huán)境中的FFT IP核實現(xiàn)快速傅里葉逆變換/快速傅里葉變換。FFT IP核的設(shè)置主要包含參數(shù)配置、算法架構(gòu)方式和輸入輸出信號分析?？梢姽馔ㄐ艛?shù)字基帶系統(tǒng)中FFT IP核的參數(shù)配置為1個通道數(shù)目，128點快速傅里葉變換長度，16 bit輸入數(shù)據(jù)寬度，數(shù)據(jù)正序輸出并添加循環(huán)前綴使能和使用可配置邏輯塊的蝴蝶算法等。算法架構(gòu)方式采取流水線I/O結(jié)構(gòu)，以實現(xiàn)數(shù)據(jù)的連續(xù)處理和較大的吞吐量。FFT IP核中主要輸入輸出信號的功能描述如表3所示。

表3 FFT IP核輸入輸出信號功能描述

圖4展示了發(fā)射端快速傅里葉逆變換模塊的部分時序圖?？焖俑道锶~逆變換模塊將輸入信號fwd_inv設(shè)置為0，表示進(jìn)行快速傅里葉逆變換。當(dāng)輸入信號start變?yōu)楦唠娖綍r，加載厄米特對稱的128點頻域符號進(jìn)入快速傅里葉逆變換模塊。xn_re、xn_im分別表示頻域符號的實部和虛部，通過xn_index指示輸入信號下標(biāo)，且每隔3個頻域符號就有1個符號被置零，滿足自適應(yīng)偏置光正交頻分復(fù)用方案的載波要求。busy信號轉(zhuǎn)為高電平時表示IP核開始對輸入的頻域符號進(jìn)行快速傅里葉逆變換。在第1組頻域符號轉(zhuǎn)換完成后，dv信號由低轉(zhuǎn)高，128點的時域信號伴隨著xk_index的指示下標(biāo)相繼輸出。xk_re、xk_im分別表示輸出時域信號的實部和虛部，且xk_im幾近為0，符合厄米特對稱的性質(zhì)，滿足可見光通信中實數(shù)信號的需求。當(dāng)每一組OFDM時域信號開始輸出時，輸出信號done升高一個時鐘周期，xk_index歸0，并開始新一輪從0至127的逐漸累加。因為FFT IP核中已經(jīng)添加循環(huán)前綴使能，快速傅里葉逆變換模塊可以自動添加循環(huán)前綴。

3.2 自適應(yīng)直流偏置模塊

頻域符號經(jīng)過快速傅里葉逆變換模塊轉(zhuǎn)換為實數(shù)時域信號后，仍為雙極性信號，尚不滿足可見光通信非負(fù)性的需求。因此根據(jù)文獻(xiàn)[10]，為每4個時域信號采樣點：xn，xn+N/4，xn+N/2，xn+3N/4，n=0，1，2，…，N/4-1，依照式 (1) 添加相同的直流偏置。圖5中abo_data即為時域信號添加自適應(yīng)直流偏置并經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換后的時序圖。此時的時域信號已經(jīng)滿足可見光通信中非負(fù)實數(shù)信號的要求。

3.3 前導(dǎo)序列模塊

可見光通信數(shù)字基帶系統(tǒng)中每一幀的前導(dǎo)序列中包含一組短訓(xùn)練序列和一組長訓(xùn)練序列，分別用于符號同步以尋找每一幀快速傅里葉變換的窗口位置[13]和信道的估計與均衡。

由于背景光源和系統(tǒng)收發(fā)電路中熱噪聲等的干擾，短訓(xùn)練序列到達(dá)接收端后會出現(xiàn)一定的失真。因此在該系統(tǒng)中，接收端存儲著通過線性反饋移位寄存器生成的自相關(guān)性能良好的m偽隨機序列。隨著數(shù)據(jù)一幀一幀地到達(dá)接收端，當(dāng)收發(fā)同步序列如圖6所示滑動對齊時，將出現(xiàn)一組相關(guān)峰值。該平臺采取多段長度較短的序列代替單一的同步序列，以避免相關(guān)峰值的平臺效應(yīng)和在數(shù)據(jù)載荷部分出現(xiàn)的可能性。同時，將最后一個同步序列的值全部取反，以得到一個負(fù)值的相關(guān)峰，從而增加快速傅里葉窗口檢測的準(zhǔn)確性。取連續(xù)25個互相關(guān)值的絕對值，求其平均，繼而乘以8倍，得到更為合適的動態(tài)門限值，存儲進(jìn)Sync_Threshold寄存器，用于峰值判定。

從圖7中可以明顯看出，收發(fā)序列對齊后，會出現(xiàn)一組連續(xù)的相關(guān)峰值，且最后一個相關(guān)峰值為負(fù)值，絕對值均遠(yuǎn)大于其它未對齊時刻的互相關(guān)值，此時即可判定找到了快速傅里葉變換窗口位置，也不會出現(xiàn)偽同步的現(xiàn)象。應(yīng)當(dāng)注意，在FPGA中建立的存儲空間需要比同步序列多一段長度，用于緩沖數(shù)據(jù)的運算與處理，以保證有效數(shù)據(jù)不會丟失。

長訓(xùn)練序列位于每一幀前導(dǎo)序列中的短訓(xùn)練序列之后，通常采用兩組相同的OFDM數(shù)據(jù)符號，主要用于信道的估計與均衡。信道估計的準(zhǔn)確性將直接影響整個可見光通信數(shù)字基帶系統(tǒng)的誤碼率性能等，故實驗需產(chǎn)生不易被破壞且峰均比較低的OFDM訓(xùn)練符號。該平臺采用最小二乘法[14]，通過最小化接收端本地符號序列與接收到的長訓(xùn)練序列間的平方誤差，來實現(xiàn)信道的估計與均衡。

arg minH‖Y-XH‖2=arg minH(Y-XH)H(Y-XH) 。

(2)

式(2)展示了該模塊采用的最小二乘法，式中Y表示接收到的訓(xùn)練序列，X表示本地同步序列，H為信道頻率響應(yīng)。由式(2)可得

(3)

由式(3)可知，使用最小二乘法進(jìn)行信道估計時，只需將接收到的頻域符號與接收端本地存儲序列相除即可。因為頻域符號多為復(fù)數(shù)，而FPGA不能直接進(jìn)行復(fù)數(shù)除法運算，故采用模值為1的訓(xùn)練序列，直接取消除法運算，以大幅降低系統(tǒng)算法復(fù)雜度。在完成信道估計后，根據(jù)下式進(jìn)行信道均衡：

(4)

因為式 (4) 中的分母項為信道估計值，無法提前預(yù)知，故而無法將其模值固定為1，只能進(jìn)行實數(shù)除法運算。因而采用CORDIC算法[15]，通過實數(shù)迭代逼近的思想，得到實數(shù)除法的近似值。

3.4 實驗結(jié)果與對比分析

圖8中分別展示了采用4QAM和16QAM兩種數(shù)字調(diào)制方式時，室內(nèi)可見光通信硬件平臺接收端子載波上的解調(diào)星座圖。表4展示了基于自適應(yīng)偏置光正交頻分復(fù)用方案的可見光通信數(shù)字基帶系統(tǒng)與直流偏置光正交頻分復(fù)用，非對稱限幅光正交頻分復(fù)用，混合非對稱限幅光正交頻分復(fù)用以及增強型光正交頻分復(fù)用/偏移正交幅度調(diào)制等方案在可見光通信硬件平臺上的測試結(jié)果。

表4 多種方案的平臺測試結(jié)果對比

對于傳輸速率，自適應(yīng)偏置光正交頻分復(fù)用方案利用了75%的頻譜資源，其凈比特率介于直流偏置光正交頻分復(fù)用與非對稱限幅光正交頻分復(fù)用兩種方案之間，略高于混合非對稱限幅光正交頻分復(fù)用方案，有效提高了頻譜資源利用率，且保證了通信傳輸速率。由于可見光通信數(shù)字基帶系統(tǒng)特殊的幀結(jié)構(gòu)設(shè)計，增加了快速傅里葉變換窗口檢測的準(zhǔn)確性和信道估計與均衡的能力，有效降低了系統(tǒng)的誤碼率，達(dá)到10-4，僅略高于非對稱限幅光正交頻分復(fù)用方案。對于計算復(fù)雜度，自適應(yīng)偏置光正交頻分復(fù)用方案僅主要考慮快速傅里葉變換操作的復(fù)雜度，不需要考慮削峰噪聲等的影響，因此與直流偏置光正交頻分復(fù)用和非對稱限幅光正交頻分復(fù)用兩種方案的計算復(fù)雜度一致，均為最低計算復(fù)雜度，節(jié)省了系統(tǒng)開支與時間成本，有效地提高了計算效率。同時，自適應(yīng)偏置光正交頻分復(fù)用方案雖然需要添加直流偏置，但其添加的是自適應(yīng)直流偏置，而非直流偏置光正交頻分復(fù)用方案中的固定直流偏置，故而有著低于直流偏置光正交頻分復(fù)用方案的符號功率。因此，基于自適應(yīng)偏置光正交頻分復(fù)用方案的可見光通信數(shù)字基帶系統(tǒng)實現(xiàn)了頻譜資源與功率效率間的折中，提高了計算效率，其中特殊的物理層幀結(jié)構(gòu)設(shè)計有效降低了系統(tǒng)的誤碼率，保證了通信傳輸速率，進(jìn)而提升了數(shù)字基帶系統(tǒng)的整體性能。

4 結(jié)束語

筆者基于自適應(yīng)偏置光正交頻分復(fù)用方案設(shè)計了一種可見光通信數(shù)字基帶系統(tǒng)，并通過FPGA搭建的可見光通信硬件平臺對系統(tǒng)進(jìn)行了實現(xiàn)和驗證。首先通過自適應(yīng)偏置光正交頻分復(fù)用方案的MATLAB離線實現(xiàn)，驗證了使用光OFDM信號在室內(nèi)進(jìn)行可見光通信的可行性，并確定了數(shù)字基帶系統(tǒng)中使用的參數(shù)。然后，給出了可見光通信數(shù)字基帶系統(tǒng)的設(shè)計方案。最后，通過FPGA搭建的室內(nèi)可見光通信硬件平臺，實現(xiàn)了提出的基于自適應(yīng)偏置光正交頻分復(fù)用方案的可見光通信數(shù)字基帶系統(tǒng)。測試結(jié)果表明，筆者提出的數(shù)字基帶系統(tǒng)實現(xiàn)了頻譜資源與功率效率間的折中。其中特殊的物理層幀結(jié)構(gòu)設(shè)計，有效提高了快速傅里葉窗口檢測的準(zhǔn)確性和信道估計與均衡的能力，進(jìn)而降低了系統(tǒng)的誤碼率并提升了所設(shè)計數(shù)字基帶系統(tǒng)的整體性能。