劉 健，錢瑩晶,2，張仁民,2

(1.吉首大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院，湖南 吉首 416000；2.武陵山片區(qū)生態(tài)農(nóng)業(yè)智能控制技術(shù)湖南省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，湖南 懷化 418008)

從2G到4G，移動通信都被部署到6 GHz以下的中低頻段，此頻段內(nèi)聚集了大量的通信業(yè)務(wù)，可用的頻譜資源非常有限.而5G時(shí)代，需要處理的是Gbps量級的數(shù)據(jù)，4 G的Mbps量級的傳輸速率顯然是不夠的,毫米波(Millimeter-wave，mmWave)頻段的開辟不可或缺[1-4].mmWave大規(guī)模多輸入多輸出(Multiple-Input Multiple-Output，MIMO)系統(tǒng)的信號處理，對于收發(fā)兩端信號可靠和穩(wěn)定的傳輸至關(guān)重要.MIMO系統(tǒng)與傳統(tǒng)低頻信號的處理方式不同的原因有：(1)頻率與帶寬的增大對硬件有了新的要求；(2)系統(tǒng)和信道模型不同；(3)收發(fā)端采用的是大型天線陣列.換言之，硬件、成本、體積和功耗等約束將會對mmWave大規(guī)模MIMO系統(tǒng)信號處理方面帶來極大的挑戰(zhàn)[5-9].面對這些挑戰(zhàn)，波束賦形技術(shù)應(yīng)運(yùn)而生，它是一項(xiàng)mmWave與大規(guī)模MIMO系統(tǒng)結(jié)合的關(guān)鍵技術(shù).混合波束賦形技術(shù)能在系統(tǒng)的復(fù)雜度和性能上取得良好折中，是如今研究的重點(diǎn)[10].筆者首先詳細(xì)描述了mmWave傳輸特性和信道模型，然后綜述了單、多用戶的混合波束賦形系統(tǒng)及其傳輸方案，并介紹了mmWave波束對齊的2種可行方案[11-15]，最后展望并預(yù)測了mmWave通信與其他技術(shù)融合的幾種典型應(yīng)用場景及未來的研究熱點(diǎn).

1 毫米波傳輸特性與信道模型

1.1 mmWave傳輸特性

mmWave的傳輸特性主要受自由空間路徑損耗、衰減特性、自身傳播機(jī)制和硬件限制等影響.

(1)自由空間路徑損耗可以用弗里斯自由空間傳播損耗公式描述[16]：

其中：Pr，Pt分別為遠(yuǎn)場的接收功率和發(fā)送功率；λ為天線波長；d為天線間距；Gr，Gt分別表示接收端和發(fā)送端的定向天線增益.可以看出，在固定天線孔徑面積下，由于波長和頻率成反比，傳輸損耗隨著頻率的增加而增大.

(2)影響mmWave傳輸衰減的一個重要因素是大氣衰減.大氣衰減主要是由空間中的電磁波分子的振動造成的，分子會吸收一部分無線電波的能量，并與載波頻率成比例地劇烈振動.此外，mmWave傳輸?shù)乃p特性還包括雨滴衰減、葉衰減等[17].

(3)mmWave自身傳播機(jī)制包括路徑反射、散射和衍射，這些傳播機(jī)制無疑會給mmWave傳輸帶來很大的影響.mmWave的波長很短，在傳播過程中會出現(xiàn)較少的衍射，且mmWave在傳播中不易穿透墻等建筑物，會在障礙物表面發(fā)生不規(guī)則的散射，導(dǎo)致傳播過程中出現(xiàn)更大的角度展寬；同時(shí)，mmWave傳輸?shù)母呗窂綋p耗特性會使接收端的散射多徑數(shù)量變得很少，即具有稀疏性，從而mmWave信道表現(xiàn)為稀疏的多徑結(jié)構(gòu).

(4)適合mmWave頻段的器件的成本一般比較高，且難以保證穩(wěn)定性；此外，大帶寬器件的生產(chǎn)與設(shè)計(jì)需要更多的制造工藝.

1.2 毫米波信道模型

mmWave信道可以用標(biāo)準(zhǔn)多徑信道模型[18]表示，它是一種窄帶分簇多徑稀疏幾何信道模型，其信道矩陣表示為

(1)

其中：Nt，Nr分別為發(fā)送端和接收端的天線數(shù)；Nc為信道中有效散射體簇?cái)?shù)；Np為每個散射簇的簇內(nèi)傳播子路徑條數(shù)；αil為第i個簇內(nèi)的第l條子路徑的復(fù)增益；aMS(θil)，aBS(φil)分別為接收端和發(fā)送端的陣列響應(yīng)向量；θil，φil分別為到達(dá)角(Angels of Arrival，AoA)和離開角(Angles of Departure，AoD).

在具有Nt根發(fā)送天線和Nr根接收天線的mmWave大規(guī)模MIMO系統(tǒng)中，天線的排列方式可以分為線陣和面陣.筆者基于線陣進(jìn)行討論，發(fā)送和接收天線陣列由它們的陣列響應(yīng)向量描述(發(fā)送和接收天線陣列響應(yīng)向量分別為at(θt)，ar(θr))，表示為離開或到達(dá)平面波角(離開和到達(dá)平面波角分別為θt，θr)方向的陣列相位分布函數(shù).對于N元均勻線陣(Uniform Linear Arrays，ULA)，陣列響應(yīng)向量表示為

其中N為發(fā)送天線數(shù)Nt或接收天線數(shù)Nr.在實(shí)際系統(tǒng)中，信道狀態(tài)信息(Channel State Information，CSI)在接收端可以通過波束訓(xùn)練獲得；在時(shí)分雙工(Time Division Duplexing，TDD)模式下，CSI在接收端可以利用上下行信道的互易性獲取[19].

2 毫米波混合波束賦形技術(shù)

2.1 混合波束賦形技術(shù)概述

mmWave通信因其超高的頻率特性，信號會出現(xiàn)嚴(yán)重的路徑損耗，使得傳輸距離變短且覆蓋半徑變小.波長很短使得收發(fā)端大規(guī)模天線陣列的部署及終端的集成化成為可能，從而可以利用大規(guī)模MIMO技術(shù)產(chǎn)生的波束賦形增益來補(bǔ)償mmWave信號傳輸出現(xiàn)的路徑損耗.波束賦形技術(shù)分為數(shù)字波束賦形和模擬波束賦形.在mmWave大規(guī)模MIMO系統(tǒng)中，純數(shù)字波束賦形的特點(diǎn)是每根天線都需要連接1條射頻(Radio Rrequency，RF)鏈，此時(shí)性能最佳，但是硬件復(fù)雜度高，功耗較大；純模擬波束賦形的特點(diǎn)是雖然所有天線只需要1條RF鏈與其連接，但是純模擬波束賦形傳輸所支持的僅僅是單數(shù)據(jù)流，顯然硬件復(fù)雜度低，性能得不到保障[14].因此，一種混合波束賦形系統(tǒng)應(yīng)運(yùn)而生，它實(shí)現(xiàn)了硬件復(fù)雜度和性能的良好折中，已然成為mmWave大規(guī)模MIMO系統(tǒng)的主流技術(shù).混合波束賦形系統(tǒng)信號處理過程是將發(fā)射信號加不同的權(quán)重因子以調(diào)節(jié)發(fā)射方向，并通過改變陣列天線發(fā)射信號的相位使得發(fā)射的能量具有方向性特征，能量可以集中在一起發(fā)送，從而提高了發(fā)射信號的方向強(qiáng)度，能夠更加精準(zhǔn)地對準(zhǔn)用戶[20-22].

混合預(yù)編碼技術(shù)是混合波束賦形中的一項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)，其關(guān)鍵點(diǎn)是設(shè)計(jì)出低維度的數(shù)字預(yù)編碼器及高維度的模擬預(yù)編碼器.該技術(shù)的目的是，在數(shù)字預(yù)編碼部分使用少量RF鏈，在模擬預(yù)編碼部分設(shè)計(jì)低開銷的通信系統(tǒng)，從而實(shí)現(xiàn)接近全數(shù)字的預(yù)編碼性能[23-25].

2.2 混合波束賦形通信系統(tǒng)

2.2.1單用戶場景 (1)系統(tǒng)架構(gòu).mmWave大規(guī)模MIMO混合波束賦形系統(tǒng)單用戶系統(tǒng)模型(全連接架構(gòu))如圖1所示.

圖1 單用戶mmWave混合波束賦形系統(tǒng)模型Fig. 1 Single-User mmWave Hybrid Beamforming System Model

在接收端，信號通過mmWave多徑稀疏信道到達(dá)后，利用射頻模擬合并器WRF中的恒模移相器來控制天線陣元的相位，從而實(shí)現(xiàn)接收端信號的波束賦形.得到的信號通過基帶數(shù)字合并器WBB解調(diào)，發(fā)送的信號經(jīng)過接收端合并器處理后最終得到接收信號.

系統(tǒng)的頻譜效率

(2)

系統(tǒng)的互信息量

其中：I(·)表示互信息量；W=WRFWBB；Rn=WHW.

顯而易見，混合波束賦形的目標(biāo)就在于設(shè)計(jì)出發(fā)送端預(yù)編碼矩陣FBB和FRF，以及接收端合并矩陣WRF和WBB，使得頻譜效率R最大化，通常算法設(shè)計(jì)是使互信息量I(·)最大化.

2.2.2 多用戶場景 (1)系統(tǒng)架構(gòu).對于單用戶mmWave混合波束賦形系統(tǒng)而言，基站端和接收端都配置了大規(guī)模天線陣元，而多用戶mmWave混合波束賦形系統(tǒng)一般只需要在基站端配備大規(guī)模天線陣元，接收端的多用戶采用傳統(tǒng)的多陣列天線即可.這樣，信號處理時(shí)不僅可以充分地利用空間資源，而且可以有效地提高系統(tǒng)容量，更重要的是，對于控制成本及降低復(fù)雜度都是高效的.mmWave大規(guī)模MIMO混合波束賦形系統(tǒng)多用戶系統(tǒng)模型(全連接架構(gòu))如圖2所示.

圖2 多用戶mmWave混合波束賦形系統(tǒng)模型Fig. 2 Multi-User mmWave Hybrid Beamforming System Model

(2)系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型.基于單用戶mmWave下行傳輸方案，第k個用戶的接收信號的表達(dá)式為

其中：Hk為第k個用戶的信道矩陣；nk為k個用戶的復(fù)高斯白噪聲矢量.

射頻模擬預(yù)編碼矩陣FRF表示為

(3)

基于(3)式，可以得到基帶等效信道矩陣

Heq=HFRF.

接著利用迫零(Zero-Forcing，ZF)預(yù)編碼算法[26]對基帶數(shù)字預(yù)編碼器FBB進(jìn)行降維處理，即

顯而易見，對多用戶mmWave下行傳輸方案而言，獲得基帶等效信道矩陣后，所設(shè)計(jì)的算法能完全消除多用戶之間的干擾及噪聲的影響至關(guān)重要.這還需要作進(jìn)一步的算法優(yōu)化設(shè)計(jì).

2.3 混合波束賦形傳輸方案

2.3.1 單用戶混合波束賦形傳輸方案 混合預(yù)編碼的目的是頻譜效率R最大化，但因非凸聯(lián)合優(yōu)化等問題的約束，直接優(yōu)化(2)式是具有挑戰(zhàn)性的.Omar等[27]提出了一種替代方案，即假設(shè)接收器執(zhí)行理想解碼，忽略接收器混合約束.這有效地將(2)式中依賴于合并矩陣W的項(xiàng)刪除了.具體方法是：通過信道奇異值分解(Singular Value Decomposition，SVD)近似得到無約束最優(yōu)預(yù)編碼矩陣Fopt，從而找到混合預(yù)編碼矩陣；再將最大互信息量I(FBB,FRF)近似轉(zhuǎn)換為與最優(yōu)預(yù)編碼矩陣Fopt的最小歐式距離，從而得到預(yù)編碼矩陣.具體設(shè)計(jì)問題可以表示如下：

(4)

為了求解問題(4)，Omar等[27]設(shè)計(jì)了一種基于正交匹配追蹤(Orthogonal Matching Pursuit，OMP)的算法，該算法使用形如(1)式的稀疏信道模型.Omar等[27]還提出了基于信道AoD從導(dǎo)向矢量的字典矩陣中配置RF波束賦形矢量的相關(guān)問題.OMP算法的性能被驗(yàn)證接近于無約束的全數(shù)字預(yù)編碼方案的性能，且與單流模擬波束賦形的情況相比OMP算法的增益顯著提高.Sherif等[28]基于碼本的方法，提出了另一種用于有效選擇預(yù)編碼器/組合器的方法，該方法極大地減小了陣列流形中的搜索空間，復(fù)雜度更低.

2.3.2 多用戶混合波束賦形傳輸方案 多用戶mmWave混合波束賦形預(yù)編碼技術(shù)無疑是一個活躍的研究領(lǐng)域[29-31].大多數(shù)多用戶預(yù)編碼方案的基本思想是將不同的模擬波束分配給不同的用戶，再使用基帶數(shù)字處理進(jìn)一步減少用戶間的干擾.混合預(yù)編碼框架中的多用戶預(yù)編碼，也被考慮用于多用戶mmWave系統(tǒng).在文獻(xiàn)[31]中，mmWave系統(tǒng)采用下行鏈路傳輸，基站采用模擬/數(shù)字混合架構(gòu)，移動用戶采用純模擬組合，系統(tǒng)模型如圖3所示.

圖3 多用戶混合預(yù)編碼設(shè)計(jì)的系統(tǒng)模型Fig. 3 System Model of Multi-User Hybrid Precoding Design

針對圖3所示系統(tǒng)，Zhang等[31]設(shè)計(jì)了一種兩級混合預(yù)編碼算法，并證明了該算法可以接近數(shù)字算法所能達(dá)到的最優(yōu)性能.在第一階段，模擬波束形成器和合并器設(shè)計(jì)為通過單用戶波束訓(xùn)練來最大化每個用戶的功率；在第二階段，根據(jù)在用戶側(cè)執(zhí)行的信道估計(jì)來設(shè)計(jì)基帶預(yù)編碼器，以減少用戶間的干擾.由于降維，只需要訓(xùn)練有效的通道.Zhang等[31]在量化模擬和數(shù)字預(yù)編碼器的情況下研究了具有有限反饋的多用戶mmWave系統(tǒng)的性能，結(jié)果表明，基帶預(yù)編碼器的量化對于保持混合預(yù)編碼增益優(yōu)于純模擬預(yù)編碼增益尤為關(guān)鍵.由此可知，開發(fā)用于具有不同預(yù)編碼和組合策略的上行鏈路和下行鏈路的混合預(yù)編碼，以及用于頻率選擇性信道的混合預(yù)編碼，仍需大量的工作.

對于圖3所示系統(tǒng)，為了在充分發(fā)揮大規(guī)模多用戶MIMO系統(tǒng)潛力的同時(shí)緩解硬件限制，低復(fù)雜度混合預(yù)編碼方案[26]采用純相位控制方法，將k個射頻鏈的輸出與Nt個發(fā)射天線耦合(系統(tǒng)使用性價(jià)比高的RF移相器)，然后在基帶執(zhí)行低維多流處理技術(shù)以減小用戶間的干擾.PZF預(yù)編碼方案的性能可以接近全復(fù)雜度迫零(Full-Complexity ZF，F(xiàn)C-ZF)預(yù)編碼方案.

3 毫米波波束對齊技術(shù)

3.1 波束對齊技術(shù)概述

考慮到mmWave信道在時(shí)域和角度域上的稀疏性[32]，使用壓縮感知(Compressive Sensing，CS)技術(shù)進(jìn)行信道估計(jì).Zhang等[32]提出了一種基于自適應(yīng)壓縮感知的解決方案來迭代估計(jì)mmWave信道路徑信息，壓縮自適應(yīng)技術(shù)適應(yīng)于mmWave信道的空間稀疏性，可以克服碼本波束訓(xùn)練的局限性.或者使用標(biāo)準(zhǔn)貪婪恢復(fù)算法來高效估計(jì)信道的相關(guān)參數(shù).通過使用這些技術(shù)，可以以較低的導(dǎo)頻開銷和較少的觀測數(shù)據(jù)估計(jì)信道.

3.2 基于壓縮感知的信道重構(gòu)技術(shù)

(1)壓縮感知理論簡述.CS理論指出，只要信號是可壓縮的或者在某個變換域是稀疏的，找到某個變換基，就可以用一個與變換基不相關(guān)的且滿足一定條件的觀測矩陣將觀測信號投影到一個低維空間上，再設(shè)計(jì)優(yōu)化算法從觀測值中高概率恢復(fù)原始信號[33].具體表示為

y=Φx=ΦΨs=Θs.

(5)

其中：y為壓縮后的觀測矢量；x為N維原始數(shù)字信號，在某個變換域是k-稀疏的(即含有k個非零值)，而通常x本身并不稀疏，需利用稀疏基進(jìn)行稀疏表示，即x=Ψs；Φ為測量矩陣，也表示投影矩陣；Ψ為N×N維稀疏基；s為k-稀疏的信號；Θ=ΦΨ，表示傳感矩陣.為了解出欠定方程(5)，由CS理論可知，要解決的問題有如下3個:

(ⅰ)如何找到合適的稀疏基Ψ，用于信號的稀疏表示；

(ⅱ)如何設(shè)計(jì)測量矩陣，在去除原始信號x冗余信息及降低維度的同時(shí)，保證壓縮信號的信息量損失最?。?/p>

(ⅲ)如何設(shè)計(jì)最優(yōu)化稀疏信號恢復(fù)算法，利用有限觀測值無失真地恢復(fù)原始信號.

(2)基于CS的信道估計(jì)算法.壓縮感知理論的恢復(fù)算法主要分為3大類：貪婪算法、凸優(yōu)化算法和其他組合類算法.Ahmed等[34]設(shè)計(jì)了一種基于壓縮感知的多用戶mmWave系統(tǒng)，其中基站和移動用戶使用隨機(jī)波束形成/測量矩陣估計(jì)下行鏈路信道參數(shù)(AoA/AoD和路徑增益),然后系統(tǒng)將量化的AoA/AoD知識反饋給基站，基站利用量化的AoA/AoD知識構(gòu)造數(shù)據(jù)傳輸波束賦形矢量，從而實(shí)現(xiàn)信道估計(jì).除了自適應(yīng)壓縮感知之外，隨機(jī)壓縮感知可能更適合于多用戶系統(tǒng)，這是因?yàn)?，發(fā)射波束的隨機(jī)性使得所有移動用戶都可以同時(shí)估計(jì)自己的信道.當(dāng)使用隨機(jī)壓縮傳感工具估計(jì)mmWave信道時(shí)，一個重要的問題是：需要多少測量？為了給出這個問題的初步答案，Ahmed等[34]在一些特殊情況下推導(dǎo)出每個用戶的可實(shí)現(xiàn)速率表達(dá)式并將其作為壓縮傳感測量次數(shù)的函數(shù)表達(dá)式.結(jié)果表明，與窮舉搜索算法相比，壓縮感知測量所需的量至少少1個數(shù)量級.總而言之，需要進(jìn)一步的工作來開發(fā)用于混合預(yù)編碼、低分辨率模數(shù)轉(zhuǎn)換(Analog-to-Digital Conversion，ADC)器和寬帶信道的多用戶信道估計(jì)策略.

3.3 基于多分辨率碼本的波束訓(xùn)練技術(shù)

在收發(fā)端獲得有效的波束賦形陣列增益之前，必須對收發(fā)信號的波束進(jìn)行波束對齊處理，這一過程通常是在通信的初始階段操作，從而建立可靠的鏈路通信.波束對齊主要是以最大化接收信噪比為準(zhǔn)則，通過搜索收發(fā)端波束訓(xùn)練碼本中的最佳收發(fā)碼字矢量，每個碼字對應(yīng)指向一個特定的波束，即訓(xùn)練出最佳的通信波束對.波束對齊架構(gòu)如圖4所示(收發(fā)端均由4個相移器和4根天線組成).

圖4 mmWave波束對齊架構(gòu)Fig. 4 mmWave Beam Alignment Architecture

顯而易見，對于實(shí)現(xiàn)高效可靠的mmWave通信下行傳輸鏈路，以及獲取高天線陣列增益方面，高精度的波束對齊與訓(xùn)練至關(guān)重要.通過估計(jì)出高精度的AoD和AoA，以及一系列多徑增益分量等相關(guān)物理參數(shù)，可以實(shí)現(xiàn)精準(zhǔn)的信道估計(jì).Xiao等[23]設(shè)計(jì)了一種優(yōu)化的分層碼本結(jié)構(gòu)，該碼本的參數(shù)主要由碼本的總級數(shù)s、分層因子T(一般情況T=2)、分層碼本Fs和擴(kuò)展層碼本Fs+1構(gòu)成，擴(kuò)展碼本的目的是實(shí)現(xiàn)更精確的信道估計(jì).分層碼本架構(gòu)如圖5所示.

圖5 分層碼本架構(gòu)Fig. 5 Hierarchical Codebook Architecture

分層碼本思想使得上下2層波束之間的波束覆蓋信息更直觀，它對mmWave多用戶并行波束訓(xùn)練、自適應(yīng)波束對齊，以及波束訓(xùn)練中的聯(lián)合優(yōu)化問題等物理層技術(shù)的研究都非常重要.

4 毫米波多技術(shù)融合應(yīng)用場景及未來的研究熱點(diǎn)

4.1 mmWave多技術(shù)融合應(yīng)用場景

mmWave通信因其充裕的頻譜資源受到學(xué)術(shù)界和工業(yè)界廣泛關(guān)注.然而，頻率升高會加重路徑傳輸損耗，再加上在傳播過程中mmWave不易穿透墻等建筑物，其僅適用于覆蓋范圍小且具有視距徑(Line-of-Sight，LoS)的應(yīng)用場景(包括無線個人區(qū)域網(wǎng)、無線局域網(wǎng)、蜂窩網(wǎng)絡(luò)、車輛網(wǎng)絡(luò)和可穿戴網(wǎng)絡(luò)等).

對于具有非視距徑(Non-Line-of-Sight，NLoS)遠(yuǎn)距離傳輸?shù)膽?yīng)用場景，mmWave可以采用無線回傳技術(shù)進(jìn)行通信.該技術(shù)是在城市密集小區(qū)布置微基站，并利用大規(guī)模天線陣列波束賦形的方式實(shí)現(xiàn)無線回傳信號，大大降低了布置大規(guī)模光纖電纜的成本，提高了傳輸效率和性價(jià)比[35].可以預(yù)見的是，在成功克服覆蓋范圍、非視距通信等幾大典型問題后，mmWave通信就不遠(yuǎn)了.

值得注意的是，LoS和NLoS應(yīng)用場景仍然存在許多與信道建模、波束賦形、接收機(jī)設(shè)計(jì)、信道估計(jì)、機(jī)器學(xué)習(xí)、物聯(lián)網(wǎng)、車用無線通信技術(shù)、非正交導(dǎo)頻和寬帶信道等有關(guān)的多技術(shù)融合問題，以及在系統(tǒng)設(shè)計(jì)時(shí)遇到的挑戰(zhàn)，因此mmWave無線通信系統(tǒng)在信號處理領(lǐng)域具有廣闊的應(yīng)用前景.

4.2 未來的研究熱點(diǎn)

mmWave通信與大規(guī)模MIMO技術(shù)的結(jié)合是當(dāng)下5G時(shí)代的主流技術(shù)，但它還存在很多技術(shù)上的不足，值得學(xué)者在未來進(jìn)行更深入的研究.

(1)對于混合波束賦形，目前大部分的研究是關(guān)于窄帶平坦衰落信道，而對寬帶信道而言，如何解決混合波束賦形問題及怎樣選取合適的寬帶信道模型都值得探究.充分分析當(dāng)前文獻(xiàn)發(fā)現(xiàn)，學(xué)者設(shè)計(jì)的方案沒有很好地降低復(fù)雜度，因此，未來可以考慮將寬帶信道模型分解成一系列子窄帶平坦衰落信道，從而進(jìn)行符合更普遍場景的研究.

(2)當(dāng)前混合預(yù)編碼的研究主要集中在針對發(fā)送端進(jìn)行討論，即假設(shè)接收端為理想情況，沒有分析復(fù)雜多變的接收端對接收信號帶來的影響.未來可以考慮結(jié)合無線回傳與協(xié)同中繼技術(shù)實(shí)現(xiàn)mmWave通信.

(3)現(xiàn)有信道估計(jì)一般是通過劃分角度域網(wǎng)格而進(jìn)行的.不難發(fā)現(xiàn)，利用各種信道估計(jì)方法(如CS理論)研究信道估計(jì)問題，雖然理論上能夠很精確地估計(jì)信道狀態(tài)信息，但還是忽略了現(xiàn)實(shí)中mmWave信道是具有時(shí)變特征的，而且角度的取值與實(shí)際連續(xù)取值并不一致；因此，未來一個很重要的研究方向是如何基于時(shí)變mmWave信道設(shè)計(jì)角度連續(xù)取值的快速信道估計(jì)方法.