許獻磊，張朝陽，彭蘇萍，陳令洲 ，張 迪

(1.中國礦業(yè)大學(xué)(北京) 煤炭資源與安全開采國家重點實驗室，北京 100083；2.中國礦業(yè)大學(xué)(北京) 地球科學(xué)與測繪工程學(xué)院，北京 100083)

地質(zhì)雷達(GPR)技術(shù)因其探測頻率高、精度高，自帶發(fā)射激勵源、現(xiàn)場操作便捷，在地下工程地球物理勘探方法之中具有明顯的技術(shù)優(yōu)勢[1]，目前已經(jīng)廣泛應(yīng)用于礦井超前地質(zhì)構(gòu)造探測和城市地下空間安全探測中。常規(guī)地質(zhì)雷達探測天線系統(tǒng)受限于復(fù)雜地質(zhì)條件，存在探測深度淺、深部探測精度降低，且不能實現(xiàn)實時處理功能，在實際應(yīng)用中與礦井智能化開采地質(zhì)保障及城市地下空間工程探測需求差距較大。

近年來，低頻地質(zhì)雷達屏蔽天線系統(tǒng)的開發(fā)一直是行業(yè)學(xué)術(shù)研究的熱點和難點之一。在地質(zhì)雷達天線研發(fā)方面，WU Bingheng[2]、郭士禮[3]、吳彥奇[4-5]等在地質(zhì)雷達的天線參數(shù)設(shè)計、屏蔽腔內(nèi)吸波材料填充等方面設(shè)計仿真并應(yīng)用，對于改善探測效果有一定成效，但其大多是針對高頻雷達天線。目前，國內(nèi)外商業(yè)化低頻地質(zhì)雷達天線的中心頻率集中在100 MHz左右，如美國勞雷GSSI系列，其探測深度一般為5 m。中國礦業(yè)大學(xué)(北京)研究團隊在2015年開發(fā)了低頻組合雷達天線，中心頻率涵蓋了12.5、25、50 MHz，均為非屏蔽天線，已經(jīng)應(yīng)用在地質(zhì)勘查和礦井災(zāi)害源探測中。低頻天線一般尺寸較大，屏蔽設(shè)計難度大。此外，一些學(xué)者提出加大發(fā)射功率來提高探測深度，但這種做法會增強干擾信號[6-7]。當(dāng)前地質(zhì)雷達天線技術(shù)面臨的突出問題有:①探測深度淺；②受城市環(huán)境干擾、深部復(fù)雜地質(zhì)巖體結(jié)構(gòu)、電磁波衰減的影響，深部弱反射信號被噪聲掩蓋，信噪比低，深部地質(zhì)異常體的探測精度低。

在地質(zhì)雷達數(shù)據(jù)處理研究中，目前存在多種方法：基于小波分析法，OUADFEUL S[8]、ZHANG Z[9]等對 GPR 信號進行了降噪處理；基于雜波模型的方法，如 LP法[10]、均值法；基于信號統(tǒng)計特性的算法，如卡爾曼濾波法[11-12]；基于子空間投影的方法如奇異值分解、帶通濾波法[13-14]。這些算法在地質(zhì)雷達上的應(yīng)用大多基于后處理軟件，處理效率較低，不具備實時性，對于大量級的雷達數(shù)據(jù)尚不具備快速處理的能力，且處理過程嚴(yán)重依賴操作者的經(jīng)驗，智能水平低[15-16]。

隨著芯片技術(shù)的不斷發(fā)展，現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)等一些可編程邏輯器件的并行結(jié)構(gòu)特點為高速圖像處理提供了新的思路。基于SOPC(System on Programmable Chip，可編程片上系統(tǒng))技術(shù)將并行結(jié)構(gòu)一體化，為地質(zhì)雷達數(shù)據(jù)的實時處理提供了可能。圖像處理領(lǐng)域的很多先進理論和方法是基于軟件方法執(zhí)行順序指令，如VC與MATLAB。但隨著處理數(shù)據(jù)量的增大，以及實時性的要求，具有可重構(gòu)性、并行性、高速性的FPGA發(fā)揮出了其獨特的優(yōu)勢，可以很好地滿足數(shù)據(jù)處理需求，例如地質(zhì)雷達信號接收機中量大且復(fù)雜的信號處理[17-19]。

筆者及其團隊在前期研究的基礎(chǔ)上，開發(fā)了一種低頻地質(zhì)雷達屏蔽天線系統(tǒng)：通過低頻屏蔽及阻抗匹配設(shè)計，增強天線的聚焦和輻射特性，進而提高數(shù)據(jù)的信噪比；同時提出FPGA內(nèi)嵌NiosⅡ軟核處理器的實時圖像處理系統(tǒng)設(shè)計方案，實現(xiàn)數(shù)據(jù)的實時處理。研究成果可提高地質(zhì)雷達的探測深度，為地質(zhì)結(jié)構(gòu)精細(xì)勘查和安全隱患探測提供技術(shù)保障[20-22]。

1 超深屏蔽地質(zhì)雷達天線設(shè)計與開發(fā)

1.1 地質(zhì)雷達天線功能

地質(zhì)雷達天線主要由發(fā)射天線和接收天線組成[23]。對地質(zhì)雷達而言，天線的輻射場通常是向地下耦合傳播。發(fā)射天線將激勵信號轉(zhuǎn)換為一個在已知時空分布的電磁波波場，當(dāng)電磁波信號在傳播過程中遇到波阻抗面(電性不同的介質(zhì))時，會在波阻抗界面處發(fā)生反射、折射和透射。反射的電磁波信號被同步于發(fā)射天線的接收天線接收，可測出矢量電磁場隨時間的變化，并將其轉(zhuǎn)化為一個可記錄的電信號。接收天線接收到的反射信號強度取決于不同層介質(zhì)間的電性差異，差異越大，反射信號越強。通過雷達主機精確記錄反射回來的電磁波的運動特征，包括接收到波的旅行時間(亦稱雙程走時)、振幅信息與相位信息等，獲得目標(biāo)體介質(zhì)的斷面掃描圖像，通過對掃描圖像的進一步處理和解譯，可推斷電性界面的形態(tài)、埋深和構(gòu)造等特征。

天線輻射的電磁波在有耗介質(zhì)(如巖石、礦物質(zhì)等)中的傳播因媒介吸收而迅速衰減，限制了地質(zhì)雷達的探測深度。因此，低頻雷達天線設(shè)計在滿足大帶寬、低旁瓣、低互耦電平等要求的同時還要考慮電介質(zhì)材料與天線之間的激發(fā)場對天線輻射的影響[24]。地質(zhì)雷達系統(tǒng)所采用的超寬帶窄脈沖信號要求天線具有良好的輻射特性、寬帶特性及優(yōu)越時域特性。電磁波的穿透能力與地下介質(zhì)(如巖石、礦物質(zhì)等)的電學(xué)性質(zhì)、天線的中心頻率密切相關(guān)：地下介質(zhì)的主要電學(xué)性質(zhì)為電導(dǎo)率σ和相對介電常數(shù)εr，電導(dǎo)率越低，穿透能力越強；開發(fā)低壓雪崩高頻信號采樣電路，中心頻率越低，穿透能力越強[25]。

1.2 超深屏蔽地質(zhì)雷達天線系統(tǒng)設(shè)計思路

天線探測深度與天線工作頻率及地下介質(zhì)特性有關(guān)。在地下介質(zhì)特性一定的情況下，天線工作頻率越小，電磁波在地下介質(zhì)中的衰減越小，探測深度越深。而天線的工作中心頻率與天線的長度相關(guān)。一般而言，天線的長度要大于等于所設(shè)計工作頻率對應(yīng)電磁波波長的1/4，這給縮小天線尺寸帶來了一定的難度。蝶形天線具有體積小、平面結(jié)構(gòu)、寬頻帶、方向性好等優(yōu)點，因此采用蝶形樣式來設(shè)計超深屏蔽地質(zhì)雷達天線，天線中心頻率為50 MHz。

基于時域有限差分法FDTD(Finite-Difference Time-Domain)的三維電磁仿真軟件CST進行天線及其屏蔽結(jié)構(gòu)的仿真模擬：

1)通過天線輻射面幾何參數(shù)的優(yōu)化和阻抗匹配設(shè)計，實現(xiàn)發(fā)射天線電磁脈沖低頻率、超寬帶的性能要求；針對城市環(huán)境干擾，設(shè)計天線屏蔽裝置，進而增強能量輻射的方向性、提高天線輻射效率，屏蔽外界干擾，提高目標(biāo)信息信噪比。

2)采用寬頻帶發(fā)射機和高精度接收機，開發(fā)級聯(lián)雪崩電路和地紋波保護電路，提高發(fā)射脈沖信號的帶寬。

3)開發(fā)低壓雪崩高頻信號采樣電路，提高接收機靈敏度，同時減少紋波噪聲干擾，實現(xiàn)弱信號的識別。

1.3 天線及其屏蔽結(jié)構(gòu)仿真分析

1.3.1 天線輻射面尺寸及無屏蔽模擬

天線輻射面形狀如圖1(a)所示，天線輻射面長1 700 mm，寬499 mm。CST軟件仿真中輻射天線面基板材質(zhì)均設(shè)置為FR-4(loss free)，厚1.8 mm，蝶形輻射片材質(zhì)設(shè)置為PEC，厚0.2 mm。

(a)天線輻射面結(jié)構(gòu)

從無屏蔽的發(fā)射天線和接收天線的回波損耗S11圖像(圖1(b)、(c))中可以看出，在沒有任何屏蔽的情況下，接收天線和發(fā)射天線在0～100 MHz的帶寬中回波損耗嚴(yán)重，均超過-10 dB。

1.3.2 屏蔽設(shè)計仿真分析

1)屏蔽裝置背腔的高度H仿真及參數(shù)優(yōu)化

將接收天線和發(fā)射天線根據(jù)地質(zhì)雷達系統(tǒng)中設(shè)計的距離進行組合[26]，在此基礎(chǔ)上設(shè)計屏蔽裝置的尺寸。測試接收天線和發(fā)射天線在屏蔽殼不同高度，以及2層屏蔽殼之間電阻加載不同位置的性能。將屏蔽裝置背腔的高度H作為變量，考慮到尺寸大小因素，H分別取450、500、600 mm進行仿真分析，結(jié)果見圖2。

(a)發(fā)射天線回波損耗S11

由圖2(a)、(b)可以看出，發(fā)射天線在屏蔽裝置背腔高度H=450、500、600 mm時，在0～200 MHz仿真范圍內(nèi)均滿足S11<-10 dB，駐波比VSMR<2,在屏蔽下發(fā)射天線性能滿足需求。從S11相關(guān)圖像中也可以看出屏蔽殼高度H的變化對發(fā)射天線回波損耗的影響并不明顯。接收天線屏蔽裝置背腔高度H=450、500、600 mm時，S11差異明顯，在(50±25) MHz內(nèi)S11均在-10 dB左右(見圖2(c))，經(jīng)過測量只有H=600 mm時，接收天線的回波損耗在0～200 MHz仿真范圍內(nèi)均小于-10 dB，駐波比VSMR<2(見圖2(d))。優(yōu)選H=600 mm作為屏蔽殼的高度。

2)阻抗匹配仿真及參數(shù)優(yōu)化

收發(fā)天線和屏蔽殼之間加載電阻的位置對各自的S11曲線的影響十分明顯，加載電阻的位置分別為：①不加載電阻；②收發(fā)天線兩側(cè)加載電阻；③收發(fā)天線頂部加載電阻。在確定屏蔽殼高度為H=600 mm的情況下，以加載電阻位置作為變量對收發(fā)天線進行仿真分析，結(jié)果見圖3。

(a)發(fā)射天線回波損耗S11

由圖3(a)、(b)可以看出：在發(fā)射天線兩側(cè)加載電阻時，在0～200 MHz仿真范圍內(nèi)均滿足S11小于-10 dB，駐波比VSMR小于2;發(fā)射天線在不加載電阻和頂部加載電阻的情況下回波損耗在(50±25) MHz帶寬內(nèi)不滿足小于-10 dB。由圖3(c)、(d)可以看出：接收天線在3種位置下，在0～200 MHz仿真范圍內(nèi)均滿足S11<-10 dB，駐波比VSMR<2；接收天線不加載電阻和頂部加載電阻的S11曲線幾乎重合，展現(xiàn)出的效果幾乎相同，相比于兩側(cè)加載電阻的情況下，不加載電阻和頂部加載電阻的S11在51 MHz的位置出現(xiàn)諧振，符合預(yù)期設(shè)計中心頻率要求。

通過對收發(fā)天線加載不同高度的屏蔽裝置，以及加載不同位置電阻進行的仿真測試，分析天線回波損耗S11和駐波比VSMR，從而確定了屏蔽裝置的尺寸和電阻加載位置。在最優(yōu)屏蔽情況下，即屏蔽殼高度H=600 mm、發(fā)射天線兩側(cè)加載電阻、接收天線不加載電阻時，仿真區(qū)間0～200 MHz內(nèi)收發(fā)天線S11均小于-10 dB，發(fā)射天線在50 MHz回波損耗低至-24 dB，接收天線在50 MHz回波損耗低至-17 dB。

天線加載屏蔽與無屏蔽仿真對比如圖4所示。從遠場天線方向圖來看，未加載屏蔽的發(fā)射天線和接收天線為全向型天線，輻射范圍均勻且有前后2個輻射方向；經(jīng)過屏蔽裝置加載后，可以從遠場天線方向圖清楚地看到接收天線和發(fā)射天線均具有了良好的方向性和增益。未加載屏蔽裝置的發(fā)射天線主瓣幅值為1.77 dBi，加載屏蔽裝置的發(fā)射天線在垂直極化方向的主瓣寬度為111.9 deg、主瓣幅值為5.29 dBi、副瓣電平為-10.9 dB；未加載屏蔽裝置的接收天線主瓣幅值為1.93 dBi，加載屏蔽裝置的接收天線在垂直極化方向的主瓣寬度為103.8 deg、主瓣幅值為5.97 dBi、副瓣電平為-10.7 dB。

(a)發(fā)射天線水平極化方向

2 基于FPGA雷達信號實時處理技術(shù)

2.1 FPGA實時處理架構(gòu)

基于FPGA數(shù)據(jù)處理算法實現(xiàn)過程如下：①在Matlab中對數(shù)據(jù)進行算法驗證，生成(.mdl)文件，而后通過Singal Compiler將(.mdl)文件轉(zhuǎn)成相應(yīng)的硬件描述語言HDL(.vhd)文件和tcl腳本；②通過ModelSim進行RTL級仿真，驗證算法在Matlab上與硬件編譯結(jié)果的相通性；③通過Quartus Ⅱ 進行門級的時序驗證，確保算法的可行性。

本雷達天線系統(tǒng)中選用的FPGA型號為Xilinx的ZYNQ7000，上位機采集控制系統(tǒng)通過USB端口和“FPGA核心控制系統(tǒng)”進行通信。實時處理過程如下：①“FPGA核心控制系統(tǒng)”接收到“上位機采集控制系統(tǒng)”發(fā)送的信息，生成步進延遲和固定延遲等信號，通過輪回機制，控制“雷達天線系統(tǒng)”采集；②“雷達天線系統(tǒng)”中接收機采樣保持直接送到“FPGA核心控制系”的采集卡[27-30]；③控制單元向發(fā)射子系統(tǒng)和接收子系統(tǒng)啟動觸發(fā)脈沖，回波信號經(jīng)過接收天線接收，變成和差兩路信號，經(jīng)中頻放大，送入信號處理機，完成和差兩路中頻信號的ADC轉(zhuǎn)換，對2種回波信號進行下變頻(DDC)處理操作轉(zhuǎn)換到基帶，并將得到的數(shù)字化雷達反射波信號數(shù)據(jù)通過FPGA對基帶信號進行脈沖壓縮;④通過FPGA圖像實時處理模塊進行實時處理，后經(jīng)SDRAM存儲器進行緩存；⑤將數(shù)據(jù)通過VGA控制模塊以45FPS(幀/s)的幀率實時呈現(xiàn)處理結(jié)果，并經(jīng)微機系統(tǒng)總線存放到內(nèi)存中[31-32]。雷達信號處理流程如圖5所示。

圖5 FPGA雷達信號實時處理流程

2.2 數(shù)據(jù)實時處理算法

地質(zhì)雷達數(shù)據(jù)通過FPGA實時圖像處理，可以壓制隨機、規(guī)則信號干擾，突出有用信號，以最大可能分辨率在圖像上顯示反射波，對信號矩陣進行數(shù)學(xué)算法運算(數(shù)據(jù)內(nèi)插、背景去噪、增益、一維濾波和小波變換)，以提升雷達圖像的呈現(xiàn)度。下面以北京海淀區(qū)某地鐵隧道路段為試驗探測地點，探究各數(shù)據(jù)處理方法對地質(zhì)雷達數(shù)據(jù)A-Scan與B-Scan圖像的影響。

2.2.1 數(shù)據(jù)內(nèi)插

地質(zhì)雷達數(shù)據(jù)可通過內(nèi)插的方法增加采樣點數(shù)，間接地提高數(shù)據(jù)帶寬，在經(jīng)過不同的數(shù)據(jù)處理方法后更好地突出異常體目標(biāo)信號位置，并提高識別空洞、富水等病害體的位置精度。數(shù)據(jù)內(nèi)插采用Resample函數(shù)功能，其原理是在原始序列的2個采樣點之間等間隔地插入整數(shù)倍數(shù)值，根據(jù)奈圭斯特采樣定理可知，原始采樣序列x(n)可以無失真地恢復(fù)出原始模擬信號?；謴?fù)出來的模擬信號為：

(1)

式中：y(t)為恢復(fù)出來的模擬信號；T為周期，s；x(n)為原始序列。

采樣間隔為T′的信號，即將t=mT′代入式(1)即可。以原始數(shù)據(jù)、4倍插值、8倍插值及10倍插值處理為例，分析其對探測識別精度的影響。不同倍數(shù)插值與識別位置如圖6所示。

(a)原始數(shù)據(jù)

原始數(shù)據(jù)采樣點為512，選取雷達圖像方框內(nèi)頂點及其附近5個點作為層位識別點。通過層位識別可以得出打標(biāo)點處方框內(nèi)頂點附近5個點的深度，與實際深度進行對比分析。層位深度計算結(jié)果如圖7所示。

圖7 層位深度計算結(jié)果

由圖7可以看出，經(jīng)過插值處理后，圖像更加平滑，樣點細(xì)節(jié)變化更加豐富，有利于信號的識別與追蹤。其中應(yīng)用8倍插值數(shù)據(jù)得出的層位識別結(jié)果最接近實際深度，效果最優(yōu)，平均識別誤差為2.91%，相比于應(yīng)用原始數(shù)據(jù)得出的與實際深度存在18.73%的識別誤差，其在定位精度上有了較大提升。

2.2.2 背景去噪

大窗口內(nèi)時間樣點的Hibert瞬時振幅和：

Asum(ti)=∑k∈NAk(ti)

(2)

第n道各點的權(quán)重：

(3)

大窗口內(nèi)權(quán)重平均背景道:

(4)

式中:Asum(ti)為瞬時振幅和；Ak(ti)為大窗口內(nèi)第k道、第i時間樣點的瞬時振幅；k為信道號；wn(ti)為各點權(quán)重；An(ti)為Hibert瞬時振幅；xwmean(ti)為平均背景道；N為大窗口總道數(shù)；xn(ti)為平均處理的振幅。

背景噪聲的去除能夠顯示出噪聲之下的更多有效回波信息并且可以從背景去噪后的B-Scan中明顯看出有效抑制了直達波信號，如圖8所示。

圖8 背景去噪處理后的雷達圖像

2.2.3 一維濾波

一維濾波可以壓制有效信號頻帶以外的干擾信號，以達到突出有效信號、提高剖面信噪比的目的。如果單位脈沖響應(yīng)是一個有限長序列，這種系統(tǒng)稱為“有限長單位脈沖響應(yīng)系統(tǒng)”，即FIR濾波器。FIR數(shù)字濾波主要根據(jù)有效信號頻帶設(shè)置濾波器，常見濾波方式有低通、高通、帶通和陷通。根據(jù)不同濾波參數(shù)可以得到相應(yīng)的濾波因子和頻響的振幅譜。FIR濾波器的設(shè)計可以采用窗口法、頻率采樣法，進行最優(yōu)化設(shè)計。FIR數(shù)字濾波器系統(tǒng)函數(shù)為：

使用AMOS進行結(jié)構(gòu)方程建模及分析，以找出船員疲勞與疲勞影響因子之間的聯(lián)系，船員的負(fù)荷矩陣見表5，基本研究方法見圖2。

(5)

將式(5)分解為二階實系數(shù)因子形式，得到FIR數(shù)字濾波器的級聯(lián)型結(jié)構(gòu)，即：

(6)

經(jīng)過有限沖擊響應(yīng)系統(tǒng)H(z)后，離散信號x(n)即完成數(shù)字濾波處理，變?yōu)閥(n):

(7)

式中：x(n-k)為離散信號；y(n)為數(shù)字濾波處理后信號；h(k)為有限脈沖響應(yīng)序列；β0、β1k、β2k均為權(quán)重參數(shù)。

一維FIR濾波處理后的雷達圖像如圖9所示，可以看出，有效信號頻帶以外的干擾信號經(jīng)FFT振幅譜分析后得到去除。

圖9 一維FIR濾波處理后的雷達圖像

2.2.4 增益

增益是地質(zhì)雷達圖像顯示的關(guān)鍵數(shù)學(xué)運算，常見增益分為時變增益和自動增益。

為了彌補地下反射信號振幅隨時間及深度的衰減，使深部的信號經(jīng)放大后顯示清楚，設(shè)計了按反射信號在地下介質(zhì)中傳播過程的衰減規(guī)律進行補償，即時變增益。典型的時變增益有擴散和指數(shù)補償SEC。時變增益通用表達式如下：

A′x,t=Ax,t(αt+eβt)

(8)

式中：α為線性增益；β為指數(shù)增益。

自動增益即AGC增益。當(dāng)信號較強時增益自動降低，而當(dāng)信號較弱時增益自動提高，從而保證強弱信號的均勻性，便于有效波的追蹤。自動增益依靠雷達記錄乘以隨時間變化的因子來實現(xiàn)，算法如下：

x′(t)=P(t)x(t)

(9)

式中:x(t)為自動增益前的雷達記錄；P(t)為自動增益權(quán)函數(shù)；x′(t)為自動增益后雷達記錄。

經(jīng)過增益處理后的雷達圖像如圖10所示，可以看出，空洞位置與周圍振幅由圖譜顯示明顯不同，雷達信號經(jīng)過有效放大后，圖像更易于識別。

圖10 增益處理后的雷達圖像

2.2.5 小波變換

如果ψ(t)L2(R)，傅里葉變換滿足允許條件則稱ψ(t)為一個基本小波，將母函數(shù)ψ(t)經(jīng)過伸縮和平移后，就可以得到小波序列：

(10)

任意的函數(shù)f(t)∈L2(R)的連續(xù)小波變換定義為：

(11)

(12)

式(12)即為小波變換的逆變換[33]。小波變換可以更好地去除雜波，壓制噪聲，使圖像更加精細(xì)化，如圖11所示。由圖11可以看出，經(jīng)過小波變換后去除了雜波，雷達圖像的分辨率得到進一步提高，有用信號進一步得到展現(xiàn)，更易分辨出空洞與地鐵隧道的位置。

圖11 小波變換處理后的雷達圖像

2.3 實時處理效果評價

為了驗證基于FPGA數(shù)據(jù)實時處理與算法的有效性，選取信息熵和平均梯度2個指標(biāo)對雷達數(shù)據(jù)FPGA實時處理結(jié)果與常規(guī)處理結(jié)果進行對比評價。

1)信息熵：利用統(tǒng)計學(xué)中信息熵的概念可以評價圖像信息量豐富度。信息熵越大，所含信息越完備。通過比較實時處理與常規(guī)處理的信息熵，評價基于FPGA實時處理的效果。其計算公式如下：

(13)

式中:L表示圖像的灰度級數(shù)；pi表示頻率為i的灰度值。

2)平均梯度：平均梯度是圖像邊界或影線兩側(cè)附近灰度值的變化率，可以作為雷達圖像分辨率的一種評判指標(biāo)，平均梯度越大，圖像整體分辨率越高。其計算公式如下：

(14)

式中:M、N分別表示圖像的橫向和縱向的行、列數(shù)；F(i,j)為圖像的第i行、第j列的灰度值。

不同處理方式的雷達圖像對比如圖12所示，信息熵和平均梯度計算結(jié)果見圖13。

(a)常規(guī)處理結(jié)果

(a)信息熵

通過以上公式關(guān)于信息熵與平均梯度的評價指標(biāo)計算，結(jié)合圖13可知，相比于普通數(shù)據(jù)處理，經(jīng)過FPGA實時處理得到的雷達圖像5條測線數(shù)據(jù)信息熵平均增加了13.72%，說明通過FPGA實時處理的各種算法，圖像信息豐富度提高，使雷達圖像解釋更具合理性、準(zhǔn)確度更高，并且平均梯度增幅為12.44%，說明雷達圖像的分辨率得到提高，圖像更具可讀性，在提高數(shù)據(jù)處理效率的同時提高了質(zhì)量。

3 工程探測試驗

3.1 試驗概況

為驗證該天線系統(tǒng)的探測能力及實時處理的有效性，應(yīng)用設(shè)計的50 MHz屏蔽天線系統(tǒng)對北京某地鐵施工透水位置附近的地面道路進行探測，如圖14所示。

(a)現(xiàn)場數(shù)據(jù)采集

本次探測試驗共計4條測線，采樣點數(shù)為1 024，疊加次數(shù)為10次，時窗根據(jù)不同探測位置分別設(shè)置。通過FPGA控制采集雷達數(shù)據(jù)圖像并且進行實時處理。

3.2 結(jié)果分析

測線1探測結(jié)果如圖15所示，從中可以發(fā)現(xiàn)，測線1含有2處富含水區(qū)域(方框區(qū)域)，富水區(qū)Ⅰ和富水區(qū)Ⅱ深度分別為17.2～23.0 m和16.8～22.5 m。根據(jù)現(xiàn)場打標(biāo)位置，富水區(qū)Ⅰ的位置與地下突水的位置重合，可以判定該突水是由富水區(qū)Ⅰ引起；富水區(qū)Ⅱ為預(yù)測富水區(qū)，在后續(xù)的作業(yè)中得到驗證。本次探測為突水事故救援提供了有效數(shù)據(jù)支持，對地鐵隧道施工安全提供技術(shù)保障。

圖15 測線1數(shù)據(jù)處理結(jié)果

本次工程探測的地質(zhì)雷達系統(tǒng)中所用信號處理板卡的FPGA芯片采用200 MHz的系統(tǒng)時鐘，通過各個處理流程的時鐘延遲可以得出FPGA實時處理模塊各步驟的處理時間。測算各條測線數(shù)據(jù)處理的平均值，其中背景去噪處理平均需要4 213個時鐘延遲，一維濾波處理平均需要6 857個時鐘延遲，增益處理平均需要5 236個時鐘延遲，小波變換平均需要7 236個時鐘延遲。因本地質(zhì)雷達系統(tǒng)脈沖間隔為432 μs，在此期間可以完成對數(shù)據(jù)的全部處理步驟，滿足實時性要求，實現(xiàn)了數(shù)據(jù)的快速處理。

4 結(jié)論與展望

為了提高傳統(tǒng)低頻地質(zhì)雷達探測深度及精度，并能夠?qū)崿F(xiàn)雷達數(shù)據(jù)實時處理，開發(fā)了一種低頻地質(zhì)雷達屏蔽天線系統(tǒng)。首先，通過低頻屏蔽和阻抗匹配設(shè)計，優(yōu)化了天線輻射面結(jié)構(gòu)和屏蔽結(jié)構(gòu)參數(shù)，增強了天線的聚焦和輻射特性，可有效屏蔽環(huán)境干擾信號，提高數(shù)據(jù)的信噪比；其次，提出了基于FPGA的數(shù)據(jù)實時處理框架，應(yīng)用可編程片上系統(tǒng)開發(fā)實現(xiàn)了數(shù)據(jù)內(nèi)插、去噪、增益等處理算法的集成，實現(xiàn)了數(shù)據(jù)的實時處理，相比于常規(guī)處理方法，雷達圖像信息熵平均增加了13.72%，平均梯度平均增幅為12.44%。相比于中國礦業(yè)大學(xué)(北京)研究團隊研發(fā)的低頻組合天線，本次進一步優(yōu)化了天線的屏蔽效果，使屏蔽復(fù)雜信號干擾能力更強，探測精度進一步提升，并且增加了數(shù)據(jù)處理的實時性。低頻地質(zhì)雷達天線系統(tǒng)的驗證試驗結(jié)果表明，該低頻地質(zhì)雷達天線系統(tǒng)(頻率為50 MHz)在城市環(huán)境下其探測深度可達30 m，基于FPGA的處理模塊實現(xiàn)了數(shù)據(jù)的實時處理。

試驗研究結(jié)果為特殊地質(zhì)結(jié)構(gòu)的勘探信息準(zhǔn)確性、城市地下空間的安全排查和隱患探測提供了新的理論和技術(shù)支撐。下一步將對FPGA實時處理的算法進行優(yōu)化，同時開展更多的現(xiàn)場探測試驗，測試天線系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性，并在此過程中對天線硬件系統(tǒng)進行優(yōu)化。將該研究成果應(yīng)用于地下礦山開采前的勘探，可進一步對待采煤礦地質(zhì)信息進行精細(xì)化研究。