王 力，吳建超，王 杰，劉 密，何 雄，陳永剛

（1.北京衛(wèi)星制造廠有限公司，北京 100094；2.北京空間電源變換與控制工程研究中心，北京 100080）

航天器供配電系統(tǒng)中通常采用機(jī)械開關(guān)作為大功率通路的控制開關(guān)。由于系統(tǒng)下游設(shè)備眾多，在上游通路開關(guān)閉合瞬間，會(huì)在母線上產(chǎn)生快速的脈沖尖峰。該脈沖尖峰產(chǎn)生時(shí)間要早于一般的開機(jī)浪涌電流，脈沖峰值更比穩(wěn)態(tài)電流高幾百倍，上升沿更陡，上升時(shí)間達(dá)ns 數(shù)量級(jí)，因此該上電脈沖會(huì)給配電系統(tǒng)帶來(lái)嚴(yán)重危害，譬如燒毀前級(jí)電源、燒毀通路保險(xiǎn)絲、機(jī)械開關(guān)觸點(diǎn)粘連或者對(duì)其他電路造成嚴(yán)重干擾等。本文在剖析開關(guān)上電脈沖產(chǎn)生機(jī)理的基礎(chǔ)之上，分析了開關(guān)上電脈沖與常規(guī)浪涌電流的不同，對(duì)比了幾種開關(guān)上電脈沖抑制方法的優(yōu)劣，最終給出了一種最佳抑制方案。

1 開關(guān)上電脈沖產(chǎn)生機(jī)理

典型宇航供配電系統(tǒng)[1]如圖1 所示，為抑制傳導(dǎo)干擾，配電單機(jī)在DC-DC 變換器輸入端設(shè)置電磁干擾EMI（electromagnetic interference）濾波電路，其中含有大量的電容。當(dāng)繼電器閉合瞬間，電源對(duì)濾波電容進(jìn)行充電時(shí)，會(huì)產(chǎn)生很大的濾波電容充電脈沖電流，這也是導(dǎo)致開關(guān)上電脈沖產(chǎn)生的主要原因。

圖1 典型衛(wèi)星供配電系統(tǒng)Fig.1 Typical satellite power supply and distribution system

圖1 所示的配電單機(jī)在開關(guān)閉合瞬間存在3 個(gè)電流尖峰，設(shè)備啟動(dòng)過(guò)程的輸入電流如圖2 所示。

圖2 設(shè)備啟動(dòng)過(guò)程輸入電流Fig.2 Input current during the startup process of equipment

如圖2（a）所示的設(shè)備啟動(dòng)過(guò)程輸入電流中，第①個(gè)電流尖峰為機(jī)械開關(guān)觸點(diǎn)閉合瞬間單機(jī)內(nèi)部寄生電容和等效共模電容快速充電形成的電流，為與常規(guī)浪涌電流區(qū)分，本文稱其為開關(guān)上電脈沖；第②個(gè)電流尖峰為單機(jī)內(nèi)部浪涌抑制差模電容充電形成的電流，為常規(guī)浪涌電流；第③個(gè)電流尖峰為單機(jī)內(nèi)部DC-DC 變換器啟動(dòng)過(guò)程產(chǎn)生的過(guò)沖，稱為啟動(dòng)電流；④為若沒有內(nèi)部浪涌抑制電路，電流尖峰①和②將在原電流尖峰①的位置疊加產(chǎn)生幅值勤超過(guò)百安的大電流脈沖尖峰，會(huì)對(duì)熔斷器和機(jī)械角點(diǎn)造成損傷。本文所研究的對(duì)象為第①個(gè)電流尖峰，即開關(guān)上電脈沖。圖2（b）為某配電單機(jī)正線外接機(jī)械開關(guān)，開關(guān)閉合瞬間的輸入電流實(shí)測(cè)波形。由于該配電單機(jī)內(nèi)部包含2 個(gè)DC-DC 模塊，因此，第③個(gè)電流尖峰包含2 個(gè)模塊的啟動(dòng)電流。開關(guān)上電脈沖主要由電路中寄生電容快速充電產(chǎn)生，其峰值和形狀與上電脈沖回路路徑中器件寄生參數(shù)、線路布局等密切相關(guān)。

圖3 為上述某配電設(shè)備原理簡(jiǎn)圖，該設(shè)備包括配電電路部分（為18 路開關(guān)）和輔助供電電路部分（為濾波器和DC-DC 變換器）。根據(jù)實(shí)測(cè)和分析，輔助供電電路濾波器中包含很多共差模濾波電容，是開關(guān)上電脈沖的主要貢獻(xiàn)部分。本文以該設(shè)備為例給出開關(guān)上電脈沖路徑分析。

圖3 某配電設(shè)備原理Fig.3 Schematic of one power distribution equipment

圖4 給出了該配電設(shè)備上電脈沖主要貢獻(xiàn)部分的路徑分析。設(shè)備中包括主、備兩路濾波器和DCDC 變換器，其主備電路完全相同，因此圖4 中只給出了主份電路的路徑分析。根據(jù)浪涌測(cè)試標(biāo)準(zhǔn)[2]，上電脈沖測(cè)試時(shí)須將設(shè)備機(jī)殼與電源回線相連。由圖4 可知，在開關(guān)S1閉合瞬間，上電脈沖主要有以下3條路徑。

圖4 上電脈沖路徑分析Fig.4 Power-on pulse path analysis

3 條路徑在圖4 中用虛線標(biāo)示，從右向左依次為：路徑①，通過(guò)正線對(duì)殼共模電容C3、C4或寄生電容C 回到機(jī)殼地；路徑②，通過(guò)差模電容C1、C2，共模電容C5、C6或寄生電容C 回到機(jī)殼地；路徑③，通過(guò)差模電容C1、C2，浪涌抑制管M1 的DS 寄生電容直接回到電源負(fù)線（機(jī)殼地）。

設(shè)備中采用NMOS 進(jìn)行浪涌抑制，是利用MOSFET 場(chǎng)效應(yīng)管控制其在可變電阻區(qū)的導(dǎo)通過(guò)程。該機(jī)理在很多文獻(xiàn)有詳細(xì)說(shuō)明，本文不再贅述。由于開關(guān)上電脈沖產(chǎn)生在NMOS 浪涌抑制工作之前，是對(duì)回路中等效電容進(jìn)行快速充電，此時(shí)，浪涌抑制管的柵源電壓UGS還未達(dá)到開啟電壓。

開關(guān)上電脈沖和常規(guī)浪涌電流本質(zhì)都是對(duì)回路等效電容進(jìn)行快速充電，只是開關(guān)上電脈沖產(chǎn)生于常規(guī)浪涌抑制之前，即常規(guī)浪涌抑制電路無(wú)法對(duì)上電脈沖起到抑制作用。

2 開關(guān)上電脈沖分析方法

繼電器閉合瞬間，開關(guān)上電脈沖回路等效電路原理如圖5 所示。圖中K 為繼電器，C 為回路等效電容，L 為回路等效電感，ESR 為回路等效電阻。由于回路中L 和R 較小，而電容較大，上電瞬間會(huì)產(chǎn)生很大的電容充電電流，可采用定量和定性兩種方法對(duì)開關(guān)上電脈沖進(jìn)行分析。

圖5 開關(guān)上電脈沖回路等效電路Fig.5 Equivalent circuit of switch power-on pulse loop

2.1 定量分析

開關(guān)上電脈沖回路等效電路可通過(guò)二階常微分方程[3]表示為

其特征方程

式中，λ 為特征方程的根，可求得

根據(jù)特征根形式的不同，即ω0和δ 的相互關(guān)系不同，RLC 電路的響應(yīng)狀態(tài)可分為欠阻尼、臨界阻尼和過(guò)阻尼3 種情況，通常用阻尼比來(lái)表示。若ω0＞1，即特征方程的兩根為實(shí)根，則電路響應(yīng)為過(guò)阻尼的非振蕩放電過(guò)程；若ω0=1，即兩根為相等實(shí)根，則電路響應(yīng)為臨界阻尼的非振蕩放電過(guò)程；若ω0＜1，即兩根為共軛虛根，則電路響應(yīng)為欠阻尼的衰減振蕩放電過(guò)程。RLC 電路響應(yīng)波形和開關(guān)上電脈沖實(shí)測(cè)波形如圖6 所示。

圖6 RLC 電路響應(yīng)波形和開關(guān)上電脈沖實(shí)測(cè)波形Fig.6 RLC circuit response waveforms and measured waveforms of switch power-on pulse

根據(jù)圖6（b）開關(guān)上電脈沖實(shí)測(cè)波形可知，開關(guān)上電脈沖等效回路狀態(tài)為欠阻尼衰減振蕩，則其微分方程的解為

設(shè)U0為開關(guān)閉合時(shí)電容的初始電壓。利用邊界條件

可求得開關(guān)上電脈沖解的函數(shù)表達(dá)式為

利用Matlab 并結(jié)合實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)進(jìn)行曲線擬合即可獲得上電脈沖時(shí)域曲線，對(duì)時(shí)域曲線進(jìn)行傅里葉分析即可獲得頻域分布[4-10]。根據(jù)實(shí)測(cè)波形圖6（b）可知，開關(guān)上電脈沖周期T 約為1 μs，ωd=2π/T=6.28×106，取L=1 μH，利用Matlab，根據(jù)式（8）對(duì)實(shí)測(cè)波形進(jìn)行擬合，可求得

對(duì)該函數(shù)進(jìn)行傅里葉變換，得

由此可得到信號(hào)頻譜圖，如圖7（a）所示。由圖可見，電流幅值峰值出現(xiàn)在1 MHz 左右，且隨著頻率的增加，幅值逐漸衰減。進(jìn)一步分析干擾信號(hào)的能量特征，則不同頻率f1、f2區(qū)間的能量可表示為

通過(guò)式（11）可得各頻帶能量幅值分布，如圖7（b）所示。可見，上電脈沖是一種寬帶干擾，且低頻斷占據(jù)了絕大部分能量。上電脈沖的幅值和時(shí)頻特性主要取決于等效回路中的電容，結(jié)合工程經(jīng)驗(yàn)可知，上電脈沖回路的等效電容主要源于濾波電路中的電容以及MOS 管等器件的寄生電容、導(dǎo)線束與機(jī)殼的分布電容等。在實(shí)物設(shè)計(jì)中通過(guò)加大設(shè)計(jì)間距、不同電壓等級(jí)分束綁扎等方法可以減小這些寄生和分布電容。

圖7 開關(guān)上電脈沖頻譜和能量分布Fig.7 Switch power-on pulse spectrum and pulse energy distribution

2.2 定性分析

往往在工程實(shí)際中，采用較簡(jiǎn)單的定性分析法，輔助工程整改方案的實(shí)施驗(yàn)證。設(shè)供電電源為U0，建立回路方程并求解，得

由式（13）可知，上電脈沖等效回路阻抗越大，等效回路電流越小，因此，增加回路電阻、增加回路電感和減小回路電容是減小上電脈沖的3 種方法。由于增加回路電感會(huì)引起母線振蕩，一般不采取該方案，而根據(jù)濾波電路和DC-DC 變換器的設(shè)計(jì)需求，回路電容也很難減小。由定性分析可知，增加回路電阻是工程較為實(shí)用的減小上電脈沖的方法。

3 開關(guān)上電脈沖抑制方法

負(fù)溫度系數(shù)NTC（negative temperature coefficient）限流電阻以及MOSFET 浪涌抑制電路均是依據(jù)該增加回路電阻原理來(lái)減小回路脈沖電流。

3.1 NTC限流電阻

工業(yè)上常采用NTC 限流電阻[11-12]，該電阻阻值會(huì)隨溫度升高而降低。在電源啟動(dòng)或開關(guān)閉合時(shí)，電阻阻值（常溫狀態(tài)）很高，可以有效抑制上電脈沖回路電流，而電源啟動(dòng)之后，NTC 電阻迅速升溫，阻值減少至室溫時(shí)的1/15。NTC 受環(huán)境溫度影響較大，若開機(jī)瞬間環(huán)境溫度不是常溫，那么將起不到限流作用，可靠性差，同時(shí)功率損耗大，僅適用于對(duì)功率損耗指標(biāo)要求較低的產(chǎn)品。NTC 電阻使用示意如圖8 所示。

圖8 NTC 電阻使用示意Fig.8 Schematic of the use of NTC resistor

3.2 MOS 管浪涌抑制

宇航電子設(shè)備常用MOSFET 場(chǎng)效應(yīng)管控制其在可變電阻區(qū)的導(dǎo)通過(guò)程，而抑制設(shè)備內(nèi)部差模電容瞬間充電產(chǎn)生的浪涌電流主要有PMOS 和NMOS 兩種浪涌抑制方案，其方案具體原理在文獻(xiàn)[13-15]均有介紹，本文不再贅述。該浪涌抑制電路對(duì)開關(guān)上電脈沖起不到抑制作用，但本文需要說(shuō)明的是，PMOS 和NMOS 兩種浪涌抑制方案下，由于開關(guān)上電脈沖的路徑不同，因此波形也不同。

當(dāng)采用PMOS 浪涌抑制時(shí)，MOS 管位于正線總閘處，相當(dāng)于在其他幾個(gè)路徑中串聯(lián)了一個(gè)pF 級(jí)小電容，降低了回路等效電容，從而使得其上電脈沖低于NMOS 浪涌抑制方案的。但是PMOS 器件的Rds略大，抗輻照的大功率管很少，因此在宇航設(shè)備中大功率浪涌抑制回路大都采用NMOS 進(jìn)行浪涌抑制。

在圖4 所示案例的配電設(shè)備中，開展了PMOS和NMOS 兩種浪涌抑制方案電路下開關(guān)脈沖電流的實(shí)測(cè)對(duì)比，NMOS 和PMOS 方案實(shí)測(cè)波形如圖9所示。其中，采用NMOS 抑制電路，開關(guān)上電脈沖幅值為4.8 A；采用PMOS 抑制電路，開關(guān)上電脈沖幅值為1.57 A。隨著配電系統(tǒng)愈加復(fù)雜，開關(guān)后級(jí)設(shè)備增多，2 種浪涌抑制電路下開關(guān)上電脈沖幅值差異更大。

圖9 NMOS 和PMOS 方案實(shí)測(cè)波形Fig.9 Measured waveforms in NMOS and PMOS schemes

綜上，采用MOS 管抑制浪涌電流，EMI 濾波器的X 電容和Y 電容對(duì)抑制電磁干擾有作用，但是又形成浪涌以及上電脈沖回路。因此，有一種解決方案是在較大的濾波電容上串聯(lián)電阻來(lái)抑制浪涌或者上電脈沖的峰值，如圖10 所示，但該方法在正常工作時(shí)會(huì)引入一定的熱耗。

圖10 濾波電容串限流電阻Fig.10 Filter capacitor string current-limiting resistor

通過(guò)分析可知，NTC 限流電阻可靠性較差，不適用于航天應(yīng)用，而常規(guī)MOSFET 管抑制電路無(wú)法抑制開關(guān)上電脈沖，在濾波電容串聯(lián)電阻會(huì)在正常工作中引入熱耗。

4 航天器開關(guān)上電脈沖的抑制方法

為了從源頭解決開關(guān)上電脈沖，做到設(shè)計(jì)可控，本文提出一種航天器開關(guān)上電脈沖抑制方法，其原理如圖11 所示，在功率開關(guān)K1觸點(diǎn)兩端并聯(lián)一個(gè)小繼電器K2串電阻R1的支路。

圖11 一種開關(guān)上電脈沖抑制方案原理Fig.11 Schematic of switch power-on pulse suppression scheme

兩開關(guān)的驅(qū)動(dòng)電路如圖12 所示。K1X/Y 為功率開關(guān)置位（X）/復(fù)位（Y）線圈，K2X/Y 為繼電器置位（X）/復(fù)位（Y）線圈。二極管V1和V2與繼電器線圈并聯(lián)構(gòu)成保護(hù)電路，其作用是抑制繼電器線圈斷電瞬間產(chǎn)生的自感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)，同理，二極管V4和V5與功率開關(guān)線圈并聯(lián)構(gòu)成保護(hù)電路。C1和C2為延時(shí)電容，作用是通過(guò)三極管T1緩慢上電，讓MOS管gs 兩端緩慢加電，使MOS 管緩慢開通，從而確保功率開關(guān)線圈緩慢加電，使得指令到達(dá)時(shí)，繼電器開關(guān)K2先于功率開關(guān)閉合或斷開，從而起到浪涌抑制的作用，同時(shí)保護(hù)繼電器觸點(diǎn)。

圖12 開關(guān)驅(qū)動(dòng)電路Fig.12 Switch drive circuit

當(dāng)閉合指令到達(dá)時(shí)，繼電器K2先于功率開關(guān)K1閉合，利用電阻R1對(duì)后級(jí)電路進(jìn)行充電，圖11中和C 分別是后級(jí)電路的等效輸入阻抗和等效電容。在開關(guān)閉合瞬間，后級(jí)電路未進(jìn)入工作狀態(tài)，。當(dāng)經(jīng)過(guò)約3R1C 的充電時(shí)間，C 基本達(dá)到穩(wěn)態(tài)電壓，若一次母線電壓為100 V，則C 最終穩(wěn)態(tài)電壓為。當(dāng)經(jīng)過(guò)約3R1C 的時(shí)間，功率開關(guān)K1再閉合，由于后級(jí)通路已經(jīng)預(yù)充電，功率開關(guān)K1閉合瞬間將不會(huì)產(chǎn)生較大的浪涌尖峰。

功率開關(guān)K1觸點(diǎn)的額定電流遠(yuǎn)大于繼電器K2觸點(diǎn)的，在閉合時(shí)，繼電器開關(guān)K2支路中有電阻限流，保護(hù)繼電器觸點(diǎn)不被大電流損傷；當(dāng)斷開時(shí)，繼電器開關(guān)K2先于功率開關(guān)K1斷開，對(duì)繼電器觸點(diǎn)起到保護(hù)作用。C1和C2的作用是讓MOS 管gs兩端緩慢加電，使MOS 管緩慢開通，從而確保功率開關(guān)線圈緩慢加電，使得指令到達(dá)時(shí)繼電器優(yōu)先斷開，即繼電器先于功率開關(guān)閉合或斷開，從而起到浪涌抑制的作用，同時(shí)保護(hù)繼電器觸點(diǎn)。

圖13 開關(guān)上電時(shí)序Fig.13 Switch pulse-on sequence

由于電源輸入電壓適應(yīng)范圍較寬，當(dāng)電容C 充電到70 V 時(shí)，后級(jí)DC-DC 變換器開始工作，電源會(huì)有功率輸出，同時(shí)R1上有較大壓降，C 的電壓不再上升，當(dāng)K1閉合瞬間，電源電壓100 V 與電容C電壓仍存在壓差，且后級(jí)回路阻抗較低，仍然存在浪涌電流。因此，可利用MOS 浪涌抑制電路的延時(shí)作用，確保C 充滿電后再啟動(dòng)DC-DC 變換器。

該方案通過(guò)仿真及工程實(shí)測(cè)進(jìn)行驗(yàn)證，驗(yàn)證平臺(tái)如圖14 所示。功率開關(guān)K1配電通路后級(jí)掛接1 臺(tái)一次設(shè)備和7 臺(tái)二次設(shè)備，隨開關(guān)K1的閉合自動(dòng)上電。在未采用該抑制方案之前，開關(guān)K1閉合瞬間母線上電脈沖峰值的工程實(shí)測(cè)值為59.1 A；采用本文提出的抑制方案，即將K1觸點(diǎn)兩端并聯(lián)一個(gè)小繼電器K2串電阻R1的支路，K1閉合瞬間母線上電脈沖峰值的工程實(shí)測(cè)值為22.2 A。

圖14 系統(tǒng)接線圖Fig.14 System wiring diagram

采用Saber 軟件開展仿真驗(yàn)證，仿真結(jié)果如圖15 所示?？梢?，系統(tǒng)未采用抑制方案時(shí)，上電脈沖電流仿真結(jié)果為56.87 A；采用抑制方案后，上電脈沖電流仿真結(jié)果為30.17 A。

圖15 抑制方案實(shí)施前后仿真波形Fig.15 Simulation waveforms before and after the implementation of suppression scheme

系統(tǒng)實(shí)測(cè)波形驗(yàn)證結(jié)果如圖16 所示。可見，系統(tǒng)未采用抑制方案時(shí)，上電脈沖電流實(shí)測(cè)結(jié)果為59.1 A；采用抑制方案后，上電脈沖電流實(shí)測(cè)結(jié)果為22.2 A。

圖16 抑制方案實(shí)施前后實(shí)測(cè)波形Fig.16 Measured waveforms before and after the implementation of suppression scheme

5 結(jié)語(yǔ)

在大型配電系統(tǒng)中，上游總閘處機(jī)械開關(guān)閉合瞬間，由于下游設(shè)備眾多且隨開關(guān)閉合自動(dòng)上電，導(dǎo)致開關(guān)上電脈沖達(dá)幾十A，嚴(yán)重影響系統(tǒng)設(shè)備安全。但當(dāng)前尚未在宇航系統(tǒng)中開展過(guò)上電脈沖的抑制研究，大多是對(duì)常規(guī)浪涌抑制電路的研究，而常規(guī)浪涌抑制電路對(duì)上電脈沖起不到抑制作用。隨著航天器供電日益復(fù)雜，開關(guān)上電脈沖引起的問題愈加引起關(guān)注。本文針對(duì)開關(guān)上電脈沖提出的抑制方案，具有輕量化、小型化、工程可實(shí)施化的優(yōu)點(diǎn)，且經(jīng)過(guò)了仿真和工程驗(yàn)證。