王一群，陳雯柏，周素華，白燕，馮靜

(1.北京信息科技大學(xué) 自動化學(xué)院，北京 100092;2.河北建筑工程學(xué)院 電氣工程學(xué)院，張家口 075000)

0 引言

第五代(5G)通信作為一種新型移動通信網(wǎng)絡(luò)，可達到更高數(shù)據(jù)率、更優(yōu)覆蓋率和更高可靠性[1]，是實現(xiàn)人工智能、物聯(lián)網(wǎng)等技術(shù)的基本保障[2-3]。毫米波、大規(guī)模天線和超密集網(wǎng)絡(luò)被認為是5G通信中最重要的3種技術(shù)[4]。在這些關(guān)鍵技術(shù)中，毫米波技術(shù)尤為重要，它可以進一步提高無線通信能力，解決微波低頻頻段頻譜擁塞問題。毫米波指頻率在30～300 GHz范圍內(nèi)的電磁波[5]。為了提高通信系統(tǒng)的利用效率，5G及下一代通信系統(tǒng)均采用多個信道同時傳輸多種類型的數(shù)據(jù)信號，一方面可以按照用戶需求提供多個信道所需頻率的多個波長的毫米波載波信號，使多個用戶可通過不同的波長共享同一個基站基礎(chǔ)設(shè)施；另一方面能夠充分利用功率，極大降低系統(tǒng)的成本和復(fù)雜度。由此可見，產(chǎn)生高質(zhì)量、高純度、高頻率的多信道毫米波信號對提高5G通信系統(tǒng)的容量和傳輸速率具有重要意義[6-7]。

考慮采用光學(xué)的方法生成毫米波，是由于受“電子瓶頸”的限制，毫米波信號在電域內(nèi)的處理較為困難，而光生毫米波不僅具有頻譜純度高、相位噪聲低等優(yōu)點，而且由于光纖的極低損耗，能夠?qū)崿F(xiàn)信號的長距離傳輸[8]。近年來報道的許多毫米波信號的光學(xué)產(chǎn)生方法中，基于外部調(diào)制器的方法是比較成熟且成本較低的技術(shù)。外部調(diào)制器具有較高的可靠性，已廣泛應(yīng)用于實際的高速信號調(diào)制光傳輸系統(tǒng)中[9-10]。為了實現(xiàn)具有高倍頻系數(shù)的毫米波信號的產(chǎn)生，很多方案采用了級聯(lián)或結(jié)構(gòu)化馬赫—曾德爾調(diào)制器的外調(diào)制技術(shù)。文獻[11]采用了一種集成偏振復(fù)用雙并聯(lián)馬赫—曾德爾調(diào)制器，通過調(diào)節(jié)偏振器的角度和調(diào)制器的相關(guān)參數(shù)，產(chǎn)生了倍頻因子為8的毫米波信號，但需要精確控制偏振控制器的旋轉(zhuǎn)角度。文獻[12]基于雙輸出馬赫—曾德爾調(diào)制器和平衡探測技術(shù)產(chǎn)生多頻相位編碼微波信號。同樣，文獻[13]采用雙輸出雙并聯(lián)馬赫—曾德爾調(diào)制器產(chǎn)生了四倍頻毫米波信號。此外，文獻[14]使用2個雙并行馬赫—曾德爾調(diào)制器實現(xiàn)了12倍頻毫米波信號的產(chǎn)生。采用結(jié)構(gòu)化馬赫—曾德爾調(diào)制器的方法具有良好的邊帶抑制性能，產(chǎn)生的毫米波信號的光譜純度高，但系統(tǒng)具有較高的復(fù)雜性。本文作者所在團隊曾在文獻[15]中提出了一種基于馬赫—曾德爾調(diào)制器和相位調(diào)制器級聯(lián)，同時采用均勻光纖光柵的聲光可調(diào)諧濾波器選頻產(chǎn)生任意倍頻的毫米波信號的方案。

以上方案中均采用外調(diào)制器作為光載毫米波信號產(chǎn)生的關(guān)鍵器件，但是馬赫—曾德爾調(diào)制器需要直流偏置，為減小或避免偏置漂移帶來的影響，通常需要復(fù)雜的電路來控制調(diào)制器的偏置電壓。

文獻[16]通過改變兩個級聯(lián)偏振調(diào)制器(polarization modulator，PolM)的調(diào)制指數(shù)和輸出光的偏振狀態(tài)等條件，產(chǎn)生倍頻因子為4、6、8的毫米波信號。但該方案不能同時實現(xiàn)多信道多個倍頻毫米波信號的同時生成。

為了避免馬赫—曾德爾調(diào)制器對光生毫米波系統(tǒng)性能的影響，同時實現(xiàn)多個信道不同倍頻毫米波信號的生成，充分利用光功率，本文提出一種基于相位調(diào)制器(phase modulator，PM)與聲光濾波器的四信道多倍頻毫米波發(fā)生方案。相位調(diào)制器工作時不需要直流偏置，因此采用相位調(diào)制器產(chǎn)生光載毫米波信號不僅能降低系統(tǒng)復(fù)雜度，還能夠使產(chǎn)生的光毫米波信號具有很高的穩(wěn)定性。另外，相位調(diào)制器還具有插入損耗低的優(yōu)點[17]。方案直接采用相位調(diào)制器產(chǎn)生光學(xué)頻率梳信號，然后采用光帶阻濾波器(optical band-stop filter，OBSF)將光載波濾除，只包含各階光邊帶的信號經(jīng)過一個光分插復(fù)用器(interleaver，IL)后，奇數(shù)次光邊帶和偶數(shù)次光邊帶分離。奇數(shù)次光邊帶經(jīng)過一個光環(huán)形器(optical circulator，OC)和聲光可調(diào)諧濾波器(acousto-optic tunable filter，AOTF)后產(chǎn)生2倍頻和6倍頻毫米波信號；偶數(shù)次光邊帶經(jīng)過一個光環(huán)形器和聲光可調(diào)諧濾波器后產(chǎn)生4倍頻和8倍頻的毫米波信號?？梢酝ㄟ^調(diào)節(jié)施加在聲光濾波器上的聲波頻率來調(diào)節(jié)4個信道毫米波信號的倍頻數(shù)。仿真研究結(jié)果表明，生成的4種倍頻的毫米波信號均能滿足基本通信需求，系統(tǒng)眼圖誤碼率較低。

1 方案原理介紹

1.1 系統(tǒng)方案

基于相位調(diào)制器與聲光濾波器的四信道多倍頻毫米波信號發(fā)生方案工作原理如圖1所示。連續(xù)波(continuous wave，CW)激光器輸出的光信號作為相位調(diào)制器的輸入信號，射頻(radio frequency，RF)信號作為副載波信號通過PM對光載波信號進行調(diào)制。PM的輸出光信號頻譜包含光載波和各階次光邊帶。采用一個具有一定帶寬且中心波長與光載波中心波長一致的OBSF將光載波濾除掉，僅剩各階次光邊帶。OBSF的輸出經(jīng)過一個IL，IL將各階次光邊帶中奇數(shù)次邊帶和偶數(shù)次邊帶分離。

圖1 系統(tǒng)總體原理

分離后的奇數(shù)次邊帶包括-1階、+1階、-3階、+3階、-5階、+5階…；偶數(shù)次邊帶包括-2階、+2階、-4階、+4階、-6階、+6階…。分離后的奇數(shù)次邊帶從光環(huán)形器OC1的1端口輸入，OC1的2端口接均勻光纖布拉格光柵(uniform fiber Bragg grating，UFBG)型聲光可調(diào)諧濾波器UFBG-AOTF1的一端，并分成兩路，一路從UFBG-AOTF1反射后從OC1的3端口輸出，另一路從UFBG-AOTF1透射后輸出。選定施加在UFBG-AOTF1上的聲波頻率和聲致應(yīng)變幅度，使得UFBG-AOTF1反射譜中的-1階和+1階反射峰的中心波長分別與-1階和+1階邊帶的中心波長一致，將-1階和+1階的邊帶選擇出來，為實現(xiàn)2倍頻毫米波信號生成做準(zhǔn)備；奇次邊帶中的-3階和+3階邊帶從UFBG-AOTF1中透射，為實現(xiàn)6倍頻毫米波信號生成做準(zhǔn)備。類似地，分離后的偶數(shù)次邊帶從OC2的1端口輸入，OC2的2端口接UFBG-AOTF2的一端，并分成兩路，一路從UFBG-AOTF2反射后從OC2的3端口輸出，另一路從UFBG-AOTF2透射后輸出。選定施加在UFBG-AOTF2上的聲波頻率和聲致應(yīng)變幅度，使得UFBG-AOTF2反射譜中的-1階和+1階反射峰的中心波長分別與-2階和+2階邊帶的中心波長一致，將-2階和+2階的邊帶選擇出來，為實現(xiàn)4倍頻毫米波信號生成做準(zhǔn)備；偶次邊帶中的-4階和+4階邊帶從UFBG-AOTF2中透射，為實現(xiàn)8倍頻毫米波信號生成做準(zhǔn)備。

每個信道(channel，CH)采用強度調(diào)制器(amplitude modulator,AM)在產(chǎn)生的不同倍頻的光毫米波信號上添加基帶數(shù)據(jù)，經(jīng)摻鉺光纖放大器(erbium-doped optical fiber amplifier，EDFA)放大后，信號通過一定長度的單模光纖(single mode fiber，SMF)傳輸，然后通過PIN光電二極管(photodetector，PD)進行光-電轉(zhuǎn)換實現(xiàn)不同倍頻毫米波信號的輸出。解調(diào)模塊(demodulator，DEM)完成后，通過誤碼率測試儀(bit error rate tester，BERT)對系統(tǒng)的誤碼率性能進行評估。

上述方案中，同時利用UFBG-AOTF1和UFBG-AOTF2的反射譜和透射譜實現(xiàn)了4個信道多個倍頻毫米波信號的生成，充分利用了光功率。

1.2 UFBG-AOTF原理介紹

均勻光纖布拉格光柵是一種沿著光纖軸向產(chǎn)生周期性折射率調(diào)制的光器件[18]?；诰鶆蚬饫w光柵的聲光可調(diào)諧濾波器的形成機理是在UFBG的軸向引入縱向聲波時，聲波的作用會引起光柵的軸向拉伸和壓縮，進而導(dǎo)致光柵的折射率微擾[19]。圖2所示為UFBG-AOTF結(jié)構(gòu)。

圖2 UFBG-AOTF結(jié)構(gòu)

UFBG-AOTF是由剪切型壓電陶瓷片(piezoelectric ceramic transducer，PZT)、玻璃圓錐和一段均勻光纖布拉格光柵組成，加載在PZT上的電信號會驅(qū)動PZT沿光纖軸向振動，進而導(dǎo)致沿光纖軸向傳播的聲波的產(chǎn)生。該聲波引起的光柵沿光纖軸向的折射率微擾可以表示為[20]

(1)

S(z,t)=S0cos(kaz-fat)

(2)

當(dāng)UFBG的光纖橫截面積為A，且聲波功率為Pa時，聲致應(yīng)變幅度S0可以表示為[22]

(3)

式中：G為光纖的楊氏模量；va為聲波在UFBG中的傳播群速度。

根據(jù)耦合模方程、UFBG的折射率微擾Δn(z)的傅里葉變換以及UFBG-AOTF的邊界條件，計算可得UFBG-AOTF的反射率R為

(4)

式中：C為傳輸模式與耦合模式之間的耦合系數(shù)；?為光柵原來的長度；η為光柵拉伸后長度。

經(jīng)以上分析計算并結(jié)合仿真可得[23]，UFBG-AOTF反射譜中一階次反射峰與主反射峰的波長間隔正比于聲波頻率fa，比例系數(shù)為0.14 nm/MHz。假設(shè)對應(yīng)UFBG-AOTF的反射譜中主反射峰中心頻率與光載波中心頻率一致，射頻調(diào)制信號頻率為fRF。使UFBG-AOTF反射譜中的-1階反射峰和+1階反射峰頻率分別對應(yīng)OBSF輸出光譜中的-n階和+n階光邊帶，以便選擇出相應(yīng)的光邊帶，施加在UFBG-AOTF上的聲波頻率應(yīng)滿足式(5)：

nfRF=17.47fa

(5)

其中n=1，2，3…。

由式(5)，可根據(jù)所需要選擇的光邊帶階次來確定需要給UFBG-AOTF所施加的聲波頻率。如果各信道所需要的毫米波信號倍頻因子發(fā)生變化，不需要重新制作一個UFBG，只需要改變施加的聲波頻率即可。

2 仿真驗證

為了驗證所提方案的可行性，依照原理圖1在商業(yè)仿真平臺Optisystem[24]上搭建了完整的仿真系統(tǒng)。

2.1 光頻率梳信號生成

CW激光器輸出的光載波信號中心波長為1 552.52 nm。同時，UFBG-AOTF1和UFBG-AOTF2的中心波長均為1 552.52 nm。給PM施加一定的相位偏移Δφ=250°，經(jīng)計算，此時PM的調(diào)制指數(shù)m為4.36。RF信號頻率fRF設(shè)置為20 GHz。此時PM輸出(A點)信號頻譜如圖3(a)所示，從圖中可以看出，A點信號頻譜中包含光載波和各階次光邊帶。在PM后面連接一個中心波長為1 552.52 nm，帶寬為20 GHz的光帶阻濾波器，濾除PM輸出信號中的光載波，得到B點的頻譜如圖3(b)所示。

圖3 相位調(diào)制器和光帶阻濾波器輸出信號頻譜

可以看出，OBSF輸出的光信號包含奇數(shù)次邊帶和偶數(shù)次邊帶。在OBSF后面連接一個IL將奇次邊帶和偶次邊帶分離，所用IL中心波長為1 553.32 nm，頻率間隔為20 GHz，帶寬為3 GHz。IL輸出奇次邊帶和偶次邊帶頻譜如圖4所示。

圖4 光分插復(fù)用器輸出的奇次邊帶和偶次邊帶信號頻譜

2.2 UFBG-AOTF參數(shù)選取

由1.2部分研究可知，UFBG-AOTF的反射譜特性由施加的聲波頻率fa和聲致應(yīng)變幅度S0決定。對于UFBG-AOTF1，擬利用UFBG-AOTF1反射譜選擇奇次邊帶中的-3階和+3階邊帶，然后經(jīng)過PD2拍頻實現(xiàn)第2個信道6倍頻120 GHz毫米波信號的輸出。根據(jù)式(5)，計算出此時施加在UFBG-AOTF1上的聲波頻率應(yīng)為3.43 MHz。同時，為了盡量減少-3階和+3階邊帶的功率損失，應(yīng)使UFBG-AOTF1中的兩個一階次反射峰的反射率盡可能大，結(jié)合式(3)和式(4)，選擇施加在UFBG-AOTF1上的S0為5.6×10-4ε。UFBG-ATOF1反射譜如圖5(a)所示，每個次反射峰與主反射峰之間的波長間隔應(yīng)為3fRF，兩個次反射峰的反射率均為0.9。奇數(shù)次邊帶中剩余的-1階和+1階邊帶經(jīng)過UFBG-AOTF1的透射，經(jīng)過PD1拍頻實現(xiàn)第1個信道2倍頻40 GHz毫米波信號的生成。

對于UFBG-AOTF2，擬利用UFBG-AOTF2反射譜選擇偶次邊帶中的-4階和+4階邊帶，然后經(jīng)過PD3拍頻實現(xiàn)第3個信道8倍頻160 GHz毫米波信號的輸出。根據(jù)式(5)，計算出此時施加在UFBG-AOTF2上的聲波頻率應(yīng)為4.58 MHz。同時，為了盡量減少-4階和+4階邊帶的功率損失，應(yīng)使UFBG-AOTF2中的兩個一階次反射峰的反射率盡可能大，結(jié)合式(3)和式(4)，選擇施加在UFBG-AOTF2上的S0為7.0×10-4ε。UFBG-ATOF2反射譜如圖5(b)所示，每個次反射峰與主反射峰之間的波長間隔應(yīng)為4fRF，兩個次反射峰的反射率均為0.9。偶數(shù)次邊帶中剩余的-2階和+2階邊帶經(jīng)過UFBG-AOTF2的透射，經(jīng)過PD2拍頻實現(xiàn)第4個信道4倍頻80 GHz毫米波信號的生成。

圖5 fa=3.43 MHz，S0=5.6×10-4ε時UFBG-AOTF1的反射譜和fa=4.58MHz，S0=7.0×10-4ε時UFBG-AOTF2的反射譜

經(jīng)過UFBG-AOTF1和UFBG-AOTF2各自的反射和透射，生成的4個信道毫米波信號頻率分別為40 GHz、80 GHz、120 GHz和160 GHz，倍頻數(shù)分別為2、4、6、8。生成的毫米波信號頻譜如圖6所示。從圖中可以看出生成的4種倍頻因子的毫米波信號的變頻抑制比(sideband suppression ratio，SSR)均大于15 dB，滿足基本的通信需求[25]。

圖6 生成的4個倍頻因子的毫米波信號頻譜

3 系統(tǒng)性能驗證與分析

為了驗證所提方案的性能，采用強度調(diào)制器將速率為1 Gbit/s的鏈路數(shù)據(jù)信號調(diào)制到不同倍頻因子的光毫米波信號上，經(jīng)過放大倍數(shù)為6 dB的EDFA進行信號放大后，分別進行背靠背(back-to-back，B-T-B)傳輸和10 km的SMF傳輸。各個信道鏈路的誤碼率曲線與眼圖如圖7所示。經(jīng)計算可得，經(jīng)過10 km的SMF傳輸后，各信道鏈路功率代價分別為0.14 dB、0.61 dB、2.39 dB和2.62 dB。

圖7 不同倍頻因子的毫米波信號在不同傳輸距離后的誤碼率曲線和眼圖

經(jīng)分析可得，生成的2倍頻(40 GHz)和4倍頻 (80 GHz)的毫米波信號鏈路傳輸功率損耗小。而6倍頻(120 GHz)和8倍頻(160 GHz)的毫米波信號由于來源于光頻梳中的3階光邊帶和4階光邊帶，本身功率較低，導(dǎo)致其鏈路傳輸功能損耗較大，但依然能較好地滿足基本的通信需求。

另外，考慮到生成的毫米波信號的功率與PM生成的光頻梳信號中的各個頻率分量的功率有關(guān)，而各個頻率分量的功率又是由PM的調(diào)制指數(shù)決定，因此分析了PM調(diào)制指數(shù)對生成的各個倍頻因子毫米波信號的SSR的影響，如圖8所示。從圖中可以看出，當(dāng)PM的調(diào)制指數(shù)小于3.66或者大于4.71的時候，由于有些倍頻因子的毫米波信號的SSR小于15，不能滿足基本的通信需求，因此該方案中PM的調(diào)制指數(shù)范圍應(yīng)該在3.66到4.71之間，即給PM施加的相位偏移應(yīng)該在210°～280°之間。

由圖8可以看出，由同一個UFBG-AOTF產(chǎn)生的毫米波信號(如2倍頻和6倍頻)的SSR隨著PM的變化趨勢是相反的，因此在選擇PM調(diào)制指數(shù)時要綜合考慮PM的取值能夠使得生成的兩種倍頻的毫米波信號的SSR均能滿足基本的通信需求。

圖8 不同倍頻因子的毫米波信號的邊頻抑制比與PM調(diào)制指數(shù)關(guān)系

4 結(jié)束語

本文提出一種基于相位調(diào)制器與聲光濾波器的四信道多倍頻毫米波生成方案，利用相位調(diào)制器作為生成光頻梳的來源，避免了馬赫—曾德爾強度調(diào)制器的直流偏置漂移問題。同時采用基于均勻光纖光柵的聲光可調(diào)諧濾波器作為選頻元件，對相位調(diào)制器生成的光頻梳信號中的特定光邊帶進行選擇，實現(xiàn)四信道不同倍頻因子的毫米波信號的生成。由于所采用的聲光濾波器特性可直接由其兩端的聲波頻率及聲致應(yīng)變幅度進行調(diào)節(jié)，該方案具有操作靈活、成本低廉的優(yōu)點。所提方案生成的2倍頻、4倍頻、6倍頻和8倍頻的毫米波信號具有較高的邊頻抑制比，滿足基本的通信需求。對整個系統(tǒng)方案進行性能仿真后得出，調(diào)制數(shù)據(jù)后，經(jīng)過一定距離的光纖傳輸后依然具有較好的傳輸性能。在第五代通信乃至下一代通信中有較好應(yīng)用前景。