吳慶豐

（天津鐵路信號有限責任公司，天津 300300）

1 概述

鐵路信號電源系統(tǒng)設(shè)備中需要DC24 V、DC48 V、DC220 V等電壓等級的直流開關(guān)電源，為繼電器、軌道電路、電碼化、直流轉(zhuǎn)轍機等直流信號設(shè)備提供穩(wěn)定可靠的供電。一般單臺開關(guān)電源模塊容量為1～3 kW，通過多臺模塊并聯(lián)輸出，為負載設(shè)備提供N+X冗余備份，提高系統(tǒng)可靠性。TB/T 1528系列標準中要求高頻開關(guān)電源模塊效率大于82%，穩(wěn)壓精度小于等于3%。在實際應(yīng)用中開關(guān)電源模塊效率一般在85%左右，采用自然冷卻方式的模塊往往需要較大體積的鋁制散熱片，所以自冷方式模塊結(jié)構(gòu)只能按標準規(guī)定的四分之一模塊外形尺寸進行設(shè)計，占用空間較大。采用風冷方式的模塊可以使用相對體積小的散熱片，按標準規(guī)定的八分之一模塊外形尺寸進行設(shè)計，占用空間較小。隨著信號設(shè)備容量增大，有必要設(shè)計更大功率的模塊以減少模塊數(shù)量，提高系統(tǒng)可靠性。模塊功率提高不僅需要更大容量的功率器件，更有必要優(yōu)化拓撲電路，提高系統(tǒng)效率，以減少電能損耗轉(zhuǎn)為熱能，從而降低對散熱片和風扇的需求，進一步降低模塊內(nèi)的空間占用同時降低整體成本。

2 傳統(tǒng)開關(guān)電源電路拓撲結(jié)構(gòu)說明

傳統(tǒng)開關(guān)電源電路拓撲如圖1所示，廣泛應(yīng)用于開關(guān)電源的設(shè)計。AC/DC部分采用橋式整流加BOOST升壓電路實現(xiàn)輸入功率因數(shù)校正，DC/DC部分采用相移全橋電路實現(xiàn)，直流電壓的隔離和電壓值變換，輸出為目標電壓?？刂撇糠侄嗖捎矛F(xiàn)有的集成電路分別實現(xiàn)AC/DC和DC/DC部分功能的控制，例如采用UC3854系列集成電路作為核心控制器件實現(xiàn)AC/DC控制，使用UC3875系列集成電路作為核心控制器件實現(xiàn)DC/DC控制。

圖1 傳統(tǒng)開關(guān)電源拓撲電路Fig.1 Conventional switching power supply circuit topology

AC/DC部分電路整流橋把輸入市電整流為脈動直流，升壓電感L1、功率開關(guān)管Q1和二極管D1構(gòu)成BOOST升壓電路。當Q1導通時，輸入電壓Vi對電感L1充電，把能量儲存在L1中，當Q1截止時，L1產(chǎn)生反向感應(yīng)電壓，通過二極管D1把儲存的電能疊加輸入電壓Vi釋放到輸出電容器C1中。通過控制輸入電流波形跟隨輸入電壓波形，實現(xiàn)功率因數(shù)校正（PFC）功能，一般直流母線的電壓為400 V。

DC/DC部分的輸入是PFC電路的輸出，Q2～Q5為功率開關(guān)管，Lr為變壓器T1初級串聯(lián)諧振電感（包括變壓器的漏感），變壓器次級電壓經(jīng)過D3、D4整流和輸出LC濾波器給負載供電。

功率開關(guān)管Q2、Q3組成左橋臂，180 °互補導通，功率開關(guān)管Q4、Q5組成右橋臂，180°互補導通，兩個橋臂導通之間相差一個相位，即所謂的相移角。通過調(diào)節(jié)相移角大小，來調(diào)節(jié)輸出電壓脈沖寬度，在變壓器副邊得到占空比D可調(diào)的正負半周對稱的交流方波電壓從而達到調(diào)節(jié)輸出電壓的目的。

3 傳統(tǒng)開關(guān)電源模塊拓撲電路的優(yōu)缺點分析

如圖1 所示的開關(guān)電源電路拓撲簡單，控制容易實現(xiàn)，但仍存在一些缺點。

BOOST升壓拓撲在功率較大適用連續(xù)導通控制模式（CCM），在此模式下工作的主要問題是二極管D1的反向恢復問題，傳統(tǒng)電源使用硅基快恢復二極管作為PFC電路的升壓二極管，此二極管在反向恢復期間會產(chǎn)生較大反向電流，反向恢復電流將產(chǎn)生額外的損耗，一般要在D位置并聯(lián)電阻器電容器（Resistor Capacitor，RC）吸收電路。目前，通過應(yīng)用新的半導體功率器件碳化硅二極管，已經(jīng)解決反向恢復的問題。

移相全橋電路，利用功率器件的結(jié)電容與變壓器的漏感作為諧振元件，使全橋電源的4個開關(guān)管依次在零電壓下導通，實現(xiàn)恒頻軟開關(guān)，提升電源的整體效率。相移全橋電路的一個主要缺點是輕載時滯后橋臂不能實現(xiàn)零電壓開關(guān)（ZVS），不適合負載變化范圍大的場合。由于滯后橋臂的輕載下不能實現(xiàn)零電壓開關(guān)，將存在開關(guān)損耗，增大散熱器的體積；開關(guān)管開通時存在較大的di/dt，將會造成大的EMI。變壓器次級存在占空比丟失問題，開關(guān)頻率越高，占空比損失越大。采用圖1 中拓撲結(jié)構(gòu)實現(xiàn)的開關(guān)電源模塊，實際測試效率能夠達到 85%左右。

4 拓撲電路優(yōu)化說明

隨著站場規(guī)模及直流信號設(shè)備容量的增大，對開關(guān)電源的容量及效率提出了更高的要求。應(yīng)對上述需求的一種電路拓撲，如圖2所示，AC/DC部分主要變化采用兩相交錯并聯(lián)BOOST電路實現(xiàn)功率因數(shù)校正，可以提高模塊容量，減小PFC電感器的電感量，降低輸入電流諧波。DC/DC部分采用LLC諧振軟開關(guān)拓撲結(jié)構(gòu)，可實現(xiàn)全負載范圍內(nèi)的一次側(cè)開關(guān)管的零電壓導通和二次側(cè)整流二極管的零電流開關(guān)，降低開關(guān)損耗，提高功率變換的效率。

圖2 交錯并聯(lián)PFC+LLC諧振軟開關(guān)電路拓撲Fig.2 Interleaving PFC+LLC resonant soft-switching circuit topology

為進一步提高效率，減少整機的熱損耗，提高系統(tǒng)可靠性，分析圖2拓撲中功率損耗較大的元器件，AC/DC部分主要為整流橋，DC/DC部分為變壓器副邊的整流二極管D3、D4。下面按AC/DC部分和DC/DC部分分別進行優(yōu)化設(shè)計。

4.1 AC/DC部分的優(yōu)化設(shè)計

以2 000 W容量為例，輸入電壓按額定220 V，整流橋上單個二極管壓降按VF=1.1 V電壓計算，整流橋上損耗功率為P損=2 000/220×1.1×2=20 W，如果輸入電壓較低，按165 V計算，整流橋上損耗功率將達到26.7 W。為提高AC/DC部分的效率，對圖2中電路結(jié)構(gòu)進行優(yōu)化。如圖3所示，為雙BOOST無橋PFC電路結(jié)構(gòu)，能夠在電流回路中減少一顆二極管，提升PFC部分的效率，峰值效率能夠達到98%。

圖3 雙BOOST無橋PFC電路Fig.3 Dual Boost bridgeless PFC circuit

圖3所示的無橋PFC電路雖然能降低整流橋的功率損耗，但存在器件數(shù)量增加，成本增高的劣勢。隨著最新的寬禁帶半導體氮化鎵和碳化硅開關(guān)管的推出，使得圖騰柱PFC電路結(jié)構(gòu)成為更優(yōu)選擇。SiC二極管具有反向恢復時間幾乎為0，開關(guān)損耗小的特點，適合更快的開關(guān)頻率及軟開關(guān)的應(yīng)用，正向壓降小且無反向恢復電流的特性使得硬開關(guān)的應(yīng)用中能達到更高效率。如圖4所示，為一個較完整圖騰柱PFC電路拓撲。圖騰柱PFC拓撲具有較低的電磁干擾，使用最少的功率器件實現(xiàn)功率因數(shù)校正功能，結(jié)構(gòu)設(shè)計可以更緊湊，相對成本低，且效率高，功率密度高。

圖4 圖騰柱PFCFig.4 Totem pole PFC

在圖4所示電路中，在模塊上電啟動過程中，輸入電源對直流母線上電容C1充電會產(chǎn)生較大的浪涌電流。為了抑制這一浪涌電流，通常采用圖4中R1串聯(lián)在電感L1前，R1一般采用PTC型熱敏電阻，在上電過程中，浪涌電流在電阻上產(chǎn)生能耗，溫度升高阻值變大，進一步限制浪涌電流。PFC啟動后繼電器REALY1線圈得電，常開觸點閉合，使R1短路。AC/DC正常工作過程，主電路電流經(jīng)過繼電器觸點，而R1不起作用。

繼電器可以很容易地驅(qū)動，但存在觸點動作聲音及觸點壽命的問題，采用電阻限流的方式導致上電緩啟動時間較長。在圖4基礎(chǔ)上對D1、D2替換為晶閘管SCR1、SCR2，可減少繼電器和限流電阻，不僅能夠節(jié)省PCB空間，而且減少了繼電器和電阻上能量損耗，可控制啟動時間更快，如圖5所示。在PFC正常工作過程中，SCR1和SCR2作用與二極管相同，市電的正半波時SCR2導通，市電負半波時SCR1導通。在市電接通啟動過程中，通過控制SCR1、SCR2的導通角，達到平滑控制母線電容器C1的充電過程，使C1電容器上的直流電壓受控地逐漸升高，可在6個市電周波內(nèi)平滑升高達到目標電壓。

圖5 圖騰柱PFC增加浪涌電流控制功能Fig.5 Totem pole PFC with added surge current control function

圖騰柱PFC電路能夠獲得較高的輸入功率因數(shù)和效率，但在輸入電壓過零點時輸入電流存在畸變的問題?？梢圆捎脭?shù)字軟啟動方法消除電壓過零點的電流尖峰。為在市電電壓過零點位置實現(xiàn)SCR1和SCR2的可靠交替工作，一般在電壓過零點位置設(shè)置一個死區(qū)時間，此時SCR1和SCR2均無驅(qū)動信號，Q1和Q2也均無驅(qū)動信號，開關(guān)管處于斷開狀態(tài)?？筛鶕?jù)市電波形的極性，功率管Q1或者Q2在過零點死區(qū)結(jié)束位置開始驅(qū)動信號的軟起動過程，驅(qū)動脈沖的占空比由小到大逐漸變化。在死區(qū)時間內(nèi)，應(yīng)停止控制環(huán)路的計算，否則電流內(nèi)環(huán)計算產(chǎn)生一個大的占空比驅(qū)動信號，這將會引起電流尖峰。

4.2 DC/DC部分的優(yōu)化設(shè)計

DC/DC部分采用LLC諧振軟開關(guān)拓撲結(jié)構(gòu)，一般根據(jù)功率大小可選擇半橋拓撲或者全橋拓撲，一般容量2 kW左右的電源模塊可采用如圖2所示的半橋電路拓撲，對于更大功率的電源模塊更適合采用如圖6所示的兩相并聯(lián)電路拓撲，或采用如圖7所示的三相交錯并聯(lián)電路拓撲。隔離變壓器二次側(cè)整流部分采用功率管替代二極管實現(xiàn)同步整流，降低二次側(cè)高頻整流部分的功率損耗，進一步提高整機效率。

圖6 兩相并聯(lián)LLC電路拓撲Fig.6 Two-phase parallel LLC circuit topology

兩相并聯(lián)LLC電路拓撲由兩路硬件獨立的主電路構(gòu)成，通過輸出端的并聯(lián)實現(xiàn)單機的擴容，同時根據(jù)負載的變化，靈活控制工作的主電路。當空載或輕載時，可只控制其中一路LLC拓撲工作，降低功率損耗，能夠?qū)崿F(xiàn)全負載范圍內(nèi)的高效率工作。在信號電源屏中應(yīng)用的直流開關(guān)電源采用N+M冗余方式，正常工作時單臺開關(guān)電源模塊負載率均低于50%，此時可工作于單LLC拓撲電路，有利于整個電源系統(tǒng)效率提升，節(jié)能降耗。當任意一路LLC主電路故障時，可關(guān)閉這一路的驅(qū)動，通過另外一路進行整機的降額工作，提高模塊的可用性。

通過采用圖7所示的三相交錯并聯(lián)LLC電路結(jié)構(gòu)，軟開關(guān)的使用提高功率器件的開關(guān)頻率，能夠?qū)崿F(xiàn)更高的輸出功率和整機效率。三相LLC電路交錯120°工作，降低了輸入輸出的電流紋波，所以能夠有效減小輸入和輸出的濾波電容器的容量。紋波電流很小，所以可以省掉輸出濾波電感器，能夠?qū)崿F(xiàn)器件數(shù)量的減少和空間占用的減少。高頻隔離變壓器原邊繞組和副邊繞組分別構(gòu)成星形連接，使得三相之間相互存在電氣耦合，可以減小各相之間諧振參數(shù)不對稱帶來的不利影響，相比兩相交錯并聯(lián)具有更強的均流能力，對器件的容差性更大。通過提高開關(guān)管的工作頻率，能夠降低諧振電感器Lr1、Lr2、Lr3和諧振高頻隔離變壓器T1、T2、T3的體積，進一步提高開關(guān)電源模塊的功率密度，同樣體積可以實現(xiàn)更大功率的輸出。

圖7 三相交錯并聯(lián)LLC電路拓撲Fig.7 Three-phase interleaving LLC circuit topology

5 關(guān)鍵參數(shù)計算

以輸入額定電壓DC400 V、輸出電壓DC24 V、輸出功率P為2 000 W容量為例，計算圖2中單LLC諧振拓撲電路中勵磁電感Lm、諧振電感Lr、諧振電容Cr等關(guān)鍵參數(shù)。輸入電壓范圍DC350～410 V，輸出電壓可調(diào)范圍DC20～30 V，設(shè)計諧振頻率fr=100 kHz，最大工作頻率fmax=200 kHz。

變壓器匝比n=Udc/(2×Uo)=400/(2×24)=8.33

最大增益Mmax=2n×Uo_max/Udc_min=2×8.33× 30/350=1.428

最小增益Mmin=2n×Uo_min/Udc_max=2×8.33× 20/410=0.813

負載電阻值Ro=Uo2/P=242/2 000= 0.288 Ω

輸出電流Io=Uo/Ro=24/0.288=83.333 A

等效阻抗Req=8×Ro×n2/π2=16.198 Ω

其中Uo為輸出額定電壓24 V，Udc為輸入額定電壓400 V，Ro為輸出額定功率2 000 W時負載電阻，Io為輸出額定功率時輸出額定電流，8為常數(shù)，n為變壓器匝比。

電感歸一化系數(shù)取K=Lm/Lr=6，在最小輸入電壓和滿載輸出條件下，計算變換器能工作在ZVS條件下的最大品質(zhì)因數(shù)如公式（1）所示。

死區(qū)時間取td=500 ns，寄生電容取CZVS=2 000 pF，計算在最大輸入電壓和空載輸出條件下，計算變換器能工作在ZVS條件下的最大品質(zhì)因數(shù)如公式（2）所示。

在整個工作過程中求取最大QZVS如公式（3）所示。

諧振網(wǎng)絡(luò)的特征阻抗ZR如公式（4）所示。

6 結(jié)語

在實際應(yīng)用中根據(jù)輸出容量可靈活選用拓撲結(jié)構(gòu)，達到最優(yōu)的性價比。隨著負載種類的變化，為適用于不同電壓的需求，有必要對寬范圍輸出的直流開關(guān)電源模塊進行設(shè)計開發(fā)。在上述拓撲結(jié)構(gòu)中可采用Burst控制方式，實現(xiàn)LLC電路的寬范圍輸出，也可采用相移控制和脈沖頻率控制相結(jié)合的控制方式實現(xiàn)。也可根據(jù)負載情況，在空載和輕載時采用脈沖寬度調(diào)制的控制方式，正常帶載時采用脈沖頻率調(diào)制的控制方式，降低空載或輕載時的損耗，提高整機變換效率。在優(yōu)化電路拓撲結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，根據(jù)使用環(huán)境和負載情況采用靈活多樣的控制策略，能夠?qū)崿F(xiàn)開關(guān)電源的可靠、高效運行。

本文分析了應(yīng)用于鐵路信號電源領(lǐng)域常用的直流開關(guān)電源拓撲結(jié)構(gòu)，根據(jù)使用需求的不同，提出不同的優(yōu)化電路拓撲，采用更優(yōu)的電路拓撲和相應(yīng)的控制策略能夠提高開關(guān)電源產(chǎn)品的質(zhì)量。