楊文莉，馬俊鵬，孫瑞婷，王順亮，趙靜波，劉天琪

（1. 四川大學(xué) 電氣工程學(xué)院，四川 成都 610065；2. 國(guó)網(wǎng)江蘇省電力有限公司電力科學(xué)研究院，江蘇 南京 211103）

0 引言

在碳達(dá)峰、碳中和國(guó)家戰(zhàn)略目標(biāo)下，清潔能源的開(kāi)發(fā)與利用進(jìn)一步加速，傳統(tǒng)電力系統(tǒng)正向著高比例新能源發(fā)電和高比例電力電子設(shè)備（“雙高”）方向發(fā)展，寬頻振蕩現(xiàn)象隨之產(chǎn)生［1?4］。阻抗分析法是分析寬頻振蕩現(xiàn)象的重要工具［5?6］。由于系統(tǒng)內(nèi)部參數(shù)的不確定性和系統(tǒng)拓?fù)涞臅r(shí)變特性，獲取系統(tǒng)輸入／輸出阻抗的數(shù)學(xué)解析式十分困難。近年來(lái)變流器輸出阻抗的實(shí)測(cè)評(píng)估得到國(guó)內(nèi)外學(xué)者的關(guān)注。

阻抗測(cè)量方法分為非侵入式測(cè)量［7?11］和侵入式測(cè)量［12?17］。非侵入式測(cè)量指通過(guò)提取待測(cè)系統(tǒng)固有背景諧波計(jì)算系統(tǒng)阻抗值；侵入式測(cè)量則是通過(guò)擾動(dòng)注入電路向待測(cè)系統(tǒng)疊加擾動(dòng)，并對(duì)電壓、電流響應(yīng)進(jìn)行快速傅里葉變換分析，計(jì)算系統(tǒng)諧波阻抗。根據(jù)擾動(dòng)注入方式的不同，侵入式測(cè)量法又進(jìn)一步劃分為串聯(lián)注入電壓法和并聯(lián)注入電流法。并聯(lián)注入電流法結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)潔，即插即用性強(qiáng)，因此本文選取并聯(lián)注入電流法進(jìn)行電網(wǎng)和逆變器阻抗測(cè)量。

變流器阻抗幅值、相角在不同頻率處均表現(xiàn)出不同特性［18?20］，采用串聯(lián)注入電壓法進(jìn)行寬頻阻抗測(cè)量時(shí)，若待測(cè)系統(tǒng)阻抗極小（串聯(lián)諧振點(diǎn)），則擾動(dòng)電流將過(guò)大，采用并聯(lián)注入電流法進(jìn)行寬頻阻抗測(cè)量時(shí)，若待測(cè)系統(tǒng)阻抗極大（并聯(lián)諧振點(diǎn)），則擾動(dòng)電壓將過(guò)大。不論是擾動(dòng)電壓還是擾動(dòng)電流過(guò)大，一方面會(huì)破壞待測(cè)系統(tǒng)穩(wěn)定性，另一方面會(huì)導(dǎo)致擾動(dòng)注入電路因輸出功率過(guò)大而調(diào)制飽和。為安全精確地測(cè)量待測(cè)系統(tǒng)寬頻阻抗，須對(duì)擾動(dòng)能量進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)整。

傳統(tǒng)掃頻法大多采用等間隔掃頻，即以固定步長(zhǎng)改變注入擾動(dòng)電壓／電流頻率，以獲取不同頻率處的阻抗值。為縮短測(cè)量時(shí)間，大量研究開(kāi)始采用Chirp、多正弦信號(hào)［12］等寬頻信號(hào)實(shí)現(xiàn)一次注入掃頻，然而這2 類(lèi)方法均未考慮待測(cè)系統(tǒng)諧振點(diǎn)對(duì)掃頻的影響。文獻(xiàn)［13］提出采用二叉樹(shù)法自適應(yīng)調(diào)整頻率步長(zhǎng)，阻抗變化率越小，步長(zhǎng)越大，該方法雖縮短了測(cè)量時(shí)間，但待測(cè)系統(tǒng)固有諧振點(diǎn)對(duì)掃頻的影響并未消除。文獻(xiàn)［14］采用級(jí)聯(lián)H橋作為擾動(dòng)注入電路，深入探討了H 橋直流電壓不平衡機(jī)理及平衡控制方法，對(duì)擾動(dòng)變量?jī)H進(jìn)行開(kāi)環(huán)控制，當(dāng)待測(cè)系統(tǒng)諧振點(diǎn)位于測(cè)量頻段內(nèi)時(shí)，待測(cè)系統(tǒng)穩(wěn)定性極易被破壞，H 橋平衡控制策略將因輸出功率過(guò)大而失效，因此該方法僅適用于簡(jiǎn)單阻抗網(wǎng)絡(luò)測(cè)量。文獻(xiàn)［15］通過(guò)蝶形擾動(dòng)電路向待測(cè)系統(tǒng)注入Chirp 擾動(dòng)信號(hào)來(lái)測(cè)量鐵路牽引供電系統(tǒng)阻抗值，Chirp 信號(hào)包含豐富的諧波，且各諧波分量幅值一致，雖在一定程度上提高了測(cè)量精度，同時(shí)也增大了待測(cè)系統(tǒng)在測(cè)量過(guò)程中的潛在失穩(wěn)風(fēng)險(xiǎn)。文獻(xiàn)［16］對(duì)擾動(dòng)信號(hào)進(jìn)行閉環(huán)幅值控制，維持?jǐn)_動(dòng)信號(hào)幅值在全測(cè)量頻段內(nèi)恒定，然而當(dāng)擾動(dòng)信號(hào)頻率接近甚至等于待測(cè)系統(tǒng)串聯(lián)諧振頻率時(shí)，待測(cè)系統(tǒng)將失穩(wěn)，掃頻將被迫中止。文獻(xiàn)［17］提出在阻抗測(cè)量過(guò)程中，需規(guī)避系統(tǒng)諧振點(diǎn)，在待測(cè)系統(tǒng)諧振點(diǎn)附近的頻段不進(jìn)行掃頻操作，然而在實(shí)際測(cè)量過(guò)程中，待測(cè)系統(tǒng)諧振頻率未知，難以人為預(yù)先規(guī)避。

針對(duì)并網(wǎng)變流器寬頻阻抗特性復(fù)雜、待測(cè)系統(tǒng)諧振點(diǎn)難以預(yù)測(cè)的特點(diǎn)，本文提出了一種基于擾動(dòng)電壓定向的自適應(yīng)電流源侵入式序阻抗測(cè)量方法，根據(jù)待測(cè)系統(tǒng)特性自適應(yīng)調(diào)整擾動(dòng)電流強(qiáng)度，進(jìn)而自適應(yīng)調(diào)整阻抗測(cè)量裝置輸出功率，兼顧待測(cè)系統(tǒng)穩(wěn)定性的同時(shí)，提高阻抗測(cè)量精度。最后，通過(guò)仿真和半實(shí)物實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提算法的正確性和有效性。

1 電流源侵入式序阻抗測(cè)量裝置系統(tǒng)描述

1.1 擾動(dòng)注入單元

阻抗測(cè)量裝置由擾動(dòng)注入單元、信號(hào)處理單元和阻抗擬合單元構(gòu)成，其中擾動(dòng)注入單元是阻抗測(cè)量裝置的核心。圖1（a）為電流源侵入式阻抗測(cè)量裝置及待測(cè)系統(tǒng)整體結(jié)構(gòu)示意圖。圖中：PMSG 為永磁同步電機(jī)；zg為電網(wǎng)阻抗；ug為電網(wǎng)電壓；upcc為T(mén)1低壓側(cè)電壓；ipcc1為逆變側(cè)輸出電流；ipcc2為流過(guò)zg的電流。待測(cè)系統(tǒng)為風(fēng)機(jī)并網(wǎng)系統(tǒng)，并網(wǎng)逆變器經(jīng)升壓變壓器T1接入電網(wǎng)。加入測(cè)量裝置前，待測(cè)系統(tǒng)公共耦合點(diǎn)PCC（Point of Common Coupling）處的電壓、電流穩(wěn)態(tài)值分別為Ugpcc、Igpcc。為了降低阻抗測(cè)量裝置電壓等級(jí)，測(cè)量點(diǎn)放置于T1的690 V 低壓側(cè)。圖1（b）為擾動(dòng)注入單元的電路結(jié)構(gòu)，擾動(dòng)注入單元由不控整流電路、雙向DC-DC電路和帶LC濾波器的三相逆變器構(gòu)成。圖中：C1為不控整流電路輸出端口的濾波電容；uin為C1上的電壓；C2為雙向DC-DC電路輸出端口的濾波電容；udc為C2上的電壓；Lf為逆變電路輸出端口濾波電感；Cf為逆變器電路輸出濾波電容；iL為流過(guò)Lf的三相電流；idis為擾動(dòng)注入電路產(chǎn)生的三相擾動(dòng)電流。

圖1 電流源侵入式序阻抗測(cè)量裝置整體結(jié)構(gòu)示意圖Fig.1 Schematic diagram of overall structure of current source intrusive sequence impedance measurement device

注入擾動(dòng)電流時(shí)，必須保證并網(wǎng)逆變器穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)不變，故需要保證待測(cè)系統(tǒng)中的基波分量不流入擾動(dòng)注入電路。因此，擾動(dòng)注入電路的控制目標(biāo)分為2 個(gè)部分：①輸出設(shè)定幅值、頻率、初始相角的擾動(dòng)電流；②保證阻抗測(cè)量裝置的加入不改變待測(cè)系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)運(yùn)行點(diǎn)。

1.2 控制策略

通過(guò)不控整流電路給雙向DC-DC 電路供電，其輸入電壓為uin，雙向DC-DC 電路采用定電壓控制，為逆變電路直流側(cè)提供恒定的直流電壓udc。雙向DC-DC電路及其控制框圖見(jiàn)附錄A圖A1。

圖2（a）為擾動(dòng)注入單元電路中逆變器總體控制框圖，基波控制器用于保持待測(cè)系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)不變，擾動(dòng)控制器用于控制所注入的諧波電流。圖中：vg為基波控制器產(chǎn)生的參考電壓；vh為擾動(dòng)控制器產(chǎn)生的參考電壓；v為逆變器控制器輸出的雙頻參考電壓。圖2（b）為基波控制器控制框圖，采用基于電網(wǎng)電壓定向的恒流控制策略。圖中：GN1（s）表示中心頻率為擾動(dòng)信號(hào)頻率fh的陷波器傳遞函數(shù)；ig為iL中的基頻分量；為upcc中的基頻分量；igd、igq分別為ig的d、q軸分量；θg為的相角；vgd、vgq分別為vg的d、q軸分量；PLL 為鎖相環(huán)；PI為比例積分控制器。為了實(shí)現(xiàn)待測(cè)系統(tǒng)與測(cè)量裝置之間無(wú)基波電流交互，基波電流參考值的d、q軸分量分別為：

圖2（c）為擾動(dòng)控制器控制框圖，采用恒流控制策略。圖中：GN2（s）表示中心頻率為基波頻率fg的陷波器傳遞函數(shù)；ih為iL中的擾動(dòng)電流分量；ihd、ihq分別為ih的d、q軸分量；θh為ih的相角，θh=2πfh；vhd、vhq分別為vh的d、q軸分量。擾動(dòng)電流幅值進(jìn)行閉環(huán)控制，其參考值的d、q軸分量分別為：

圖2 逆變器控制框圖Fig.2 Control block diagram of inverter

式中：Im0為擾動(dòng)電流幅值參考。

穩(wěn)態(tài)時(shí)，vh與待測(cè)系統(tǒng)諧波阻抗相關(guān)，vg=Ugpcc。由于udc大小恒定，當(dāng)待測(cè)系統(tǒng)阻抗值超過(guò)臨界阻抗值z(mì)c時(shí)，仍然輸出幅值為Im0的擾動(dòng)電流會(huì)導(dǎo)致調(diào)制飽和，即v的幅值超過(guò)0.5udc，此時(shí)基波控制器和擾動(dòng)控制器均會(huì)失穩(wěn)，影響阻抗測(cè)量的同時(shí)也會(huì)嚴(yán)重干擾待測(cè)系統(tǒng)的穩(wěn)定性。為了測(cè)量寬頻段阻抗，在擾動(dòng)控制器中引入抗飽和策略，自適應(yīng)調(diào)整輸出擾動(dòng)電流的強(qiáng)度。

積分器是誘發(fā)調(diào)制飽和的主要原因。當(dāng)進(jìn)行寬頻阻抗測(cè)量時(shí)，傳統(tǒng)帶積分抗飽和的PI 控制器控制參數(shù)難以整定，因此實(shí)際應(yīng)用中往往通過(guò)反復(fù)實(shí)驗(yàn)確定限幅值及抗飽和系數(shù)［21］。然而，當(dāng)參數(shù)選取不合理時(shí)，無(wú)法規(guī)避過(guò)調(diào)制，甚至?xí)?dǎo)致系統(tǒng)失穩(wěn)，抗飽和策略的參數(shù)整定問(wèn)題亟待解決。

2 基于擾動(dòng)電壓定向的擾動(dòng)電流自適應(yīng)控制策略

2.1 控制框圖

由于待測(cè)系統(tǒng)阻抗相角的不確定性，d、q軸積分器的輸出電壓難以預(yù)測(cè)，因而無(wú)法選取合適的限幅值。為解決該問(wèn)題，提出基于擾動(dòng)電壓定向的擾動(dòng)電流自適應(yīng)控制策略，使得d軸PI 控制器輸出的電壓為擾動(dòng)電壓vh的幅值，q軸PI控制器的輸出電壓為0。圖3 給出了基于擾動(dòng)電壓定向的擾動(dòng)電流自適應(yīng)控制策略框圖。圖中：Δim為擾動(dòng)電流幅值參考的修正量；Kaw為抗飽和系數(shù)；i'm為修正后的擾動(dòng)電流幅值參考；u'm為擾動(dòng)電壓幅值經(jīng)限幅環(huán)節(jié)后的輸出值。

圖3 基于擾動(dòng)電壓定向的擾動(dòng)電流自適應(yīng)控制策略Fig.3 Disturbance current adaptive control strategy based on disturbance voltage orientation

具體實(shí)現(xiàn)方式為將vhq與其參考值（=0）作比較得到擾動(dòng)電流參考值的q軸分量。

同時(shí)，通過(guò)式（3）得到擾動(dòng)電流參考值d軸分量，保證輸出恒定幅值的擾動(dòng)電流。

在采用基于擾動(dòng)電壓定向的擾動(dòng)電流自適應(yīng)控制策略后，只需對(duì)d軸積分器進(jìn)行抗飽和處理即可避免過(guò)調(diào)制，降低了抗飽和積分器設(shè)計(jì)難度?？癸柡头e分器本質(zhì)上是改變PI 控制器輸入信號(hào)的參考值，因此，本文在基于擾動(dòng)電壓定向的恒流控制策略基礎(chǔ)上，提出一種新型抗飽和策略，如圖3 所示。通過(guò)檢測(cè)逆變器輸出擾動(dòng)電壓幅值vhd，對(duì)擾動(dòng)電流初始設(shè)定幅值Im0進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)整。當(dāng)逆變器輸出電壓幅值um小于等于限幅值Ums時(shí)，抗飽和策略不起作用，Im0不變；當(dāng)um大于Ums時(shí)，在Im0中疊加Δim，見(jiàn)式（4）和式（5）。

式中：Kaw為抗飽和系數(shù)。

通過(guò)調(diào)整擾動(dòng)電流幅值大小，既可以避免阻抗測(cè)量裝置飽和，也可避免擾動(dòng)電壓過(guò)大誘發(fā)的待測(cè)系統(tǒng)失穩(wěn)問(wèn)題。

2.2 參數(shù)整定

加入抗飽和策略后，需要對(duì)Ums及Kaw進(jìn)行合理選取。首先對(duì)Ums進(jìn)行整定。采用擾動(dòng)電壓定向的擾動(dòng)電流自適應(yīng)控制策略后，限幅值Ums為：

式中：A為裕量系數(shù)。然后對(duì)Kaw進(jìn)行整定。穩(wěn)態(tài)時(shí)，逆變器輸出電壓幅值um、修正后的擾動(dòng)電流幅值參考i'm與待測(cè)阻抗幅值z(mì)x之間滿足：

將式（7）代入式（4）：

整理得：

由式（9）可知，Kaw的取值范圍由um、u'm及zx共同決定。其中當(dāng)抗飽和策略起作用時(shí)，u'm為常數(shù)Ums；zx為待測(cè)系統(tǒng)的固有特性，與待測(cè)系統(tǒng)的頻率有關(guān)，為不可控量。在某一特定頻率點(diǎn)fhx處，zx視為常數(shù)，此時(shí)，Kaw的取值范圍僅取決于um。下文將對(duì)um的取值范圍進(jìn)行分析。

對(duì)um進(jìn)行一定約束，可保證阻抗測(cè)量裝置不出現(xiàn)過(guò)調(diào)制現(xiàn)象。當(dāng)抗飽和策略運(yùn)行時(shí)，um滿足：

式中：um.max為um的上限值。通過(guò)式（6）、（9）、（10）可得Kaw在某一特定工作點(diǎn)下的取值范圍為：

為保證阻抗測(cè)量裝置在全頻段內(nèi)均工作在線性工作區(qū)，需保證對(duì)于任意的zx（zx∈[zc，zmax]），式（11）始終成立。其中zc代表um=Ums時(shí)待測(cè)系統(tǒng)阻抗值，即：

zmax為阻抗測(cè)量裝置可測(cè)的最大阻抗值，結(jié)合電流傳感器精度Ai可得：

為保證等式（11）始終成立，需要求解式（11）不等號(hào)右端表達(dá)式的最大值，保證Kaw始終大于該最大值。令N為式（11）不等號(hào)右端的表達(dá)式，即：

繪制N隨zx變化的曲線圖，如圖4所示。當(dāng)待測(cè)系統(tǒng)阻抗為最大值z(mì)max時(shí)，N取得最大值K。因此，保證Kaw≥K，即可實(shí)現(xiàn)阻抗測(cè)量裝置全頻段內(nèi)不出現(xiàn)過(guò)調(diào)制現(xiàn)象。

圖4 N隨zx變化的曲線Fig.4 Curve of N vs. zx

3 仿真驗(yàn)證

阻抗測(cè)量裝置參數(shù)選取參考文獻(xiàn)［22］，具體參數(shù)見(jiàn)附錄A 表A1。待測(cè)系統(tǒng)為恒流控制的三相并網(wǎng)逆變器，待測(cè)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及其控制框圖見(jiàn)附錄A 圖A2。待測(cè)系統(tǒng)PCC 處電壓穩(wěn)態(tài)值Ugpcc=1 485 V，電流穩(wěn)態(tài)值Igpcc=1000 A。擾動(dòng)電流幅值參考Im0取待測(cè)系統(tǒng)PCC 處電流穩(wěn)態(tài)值Igpcc的10%（100 A）。設(shè)裕量系數(shù)A=5，電流傳感器精度Ai=5%，將以上參數(shù)代入式（6）、（11）—（14），Kaw整定為10。序阻抗物理意義明確，測(cè)量過(guò)程簡(jiǎn)便，基于序阻抗的穩(wěn)定性判據(jù)適應(yīng)范圍廣［23］，因此本文對(duì)并網(wǎng)逆變器正序阻抗及電網(wǎng)正序阻抗進(jìn)行測(cè)量。

圖5 為采用傳統(tǒng)控制策略進(jìn)行單頻掃描時(shí)的波形，圖中im為實(shí)際輸出的擾動(dòng)電流幅值。設(shè)［0，0.5）s阻抗測(cè)量裝置不工作，無(wú)輸出；［0.5，1）s注入頻率為10 Hz的擾動(dòng)電流；［1，1.5）s注入頻率為510 Hz的擾動(dòng)電流；［1.5，2）s 注入頻率為996 Hz 的擾動(dòng)電流；［2，2.5）s注入頻率為1496 Hz的擾動(dòng)電流；［2.5，3］s注入頻率為1 990 Hz 的擾動(dòng)電流。由圖可知，當(dāng)采用傳統(tǒng)控制策略單頻掃描方式向待測(cè)系統(tǒng)注入恒幅值擾動(dòng)電流時(shí)，待測(cè)系統(tǒng)在1.5 s 開(kāi)始失穩(wěn)，此時(shí)實(shí)際輸出值無(wú)法跟蹤參考值，控制器輸出的調(diào)制信號(hào)幅值超過(guò)上限值um.max。即當(dāng)注入頻率為996 Hz 的擾動(dòng)電流時(shí)，待測(cè)系統(tǒng)阻抗過(guò)大，引起測(cè)量裝置調(diào)制飽和，進(jìn)而失穩(wěn)，同時(shí)由于積分器對(duì)誤差的積累作用，該失穩(wěn)現(xiàn)象愈演愈烈。

圖5 傳統(tǒng)控制策略下單頻掃描波形Fig.5 Single-frequency sweep waveforms under traditional control strategy

圖6 為采用自適應(yīng)控制策略進(jìn)行單頻掃描時(shí)的波形。設(shè)［0，0.5）s 阻抗測(cè)量裝置不工作；［0.5，1）s注入頻率為10 Hz、幅值為100 A 的正弦擾動(dòng)電流，此時(shí)阻抗測(cè)量裝置工作在恒流模式；［1，1.5）s 注入頻率為510 Hz、幅值為100 A 的正弦擾動(dòng)電流，此時(shí)阻抗測(cè)量裝置仍然運(yùn)行在恒流模式；［1.5，2）s 擾動(dòng)電流頻率變化為996 Hz，此時(shí)抗飽和策略投入運(yùn)行，擾動(dòng)電流幅值自適應(yīng)調(diào)整為97 A；［2，2.5）s 擾動(dòng)頻率變化為1 496 Hz，抗飽和策略繼續(xù)作用，擾動(dòng)電流幅值自適應(yīng)調(diào)整為51 A；［2.5，3）s 擾動(dòng)電流頻率為1990 Hz，擾動(dòng)電流幅值自適應(yīng)調(diào)整為95 A。由圖可知，采用自適應(yīng)控制策略進(jìn)行單頻掃描時(shí)，無(wú)需規(guī)避待測(cè)系統(tǒng)諧振頻率點(diǎn)，擾動(dòng)電流頻率可以任意選擇，擾動(dòng)電流幅值自適應(yīng)調(diào)整。仿真結(jié)果驗(yàn)證了自適應(yīng)控制策略的有效性。

圖6 自適應(yīng)控制策略下單頻掃頻波形Fig.6 Single-frequency sweep waveforms under adaptive control strategy

進(jìn)行寬頻掃描時(shí)，注入的擾動(dòng)電流為Chirp 信號(hào)，fh隨時(shí)間線性變化：

式中：T為Chirp信號(hào)的周期；fmin、fmax分別為時(shí)間周期內(nèi)的最小、最大頻率。寬頻掃描波形見(jiàn)附錄A圖A3。

采用自適應(yīng)控制策略進(jìn)行單頻掃描和寬頻掃描時(shí)，擾動(dòng)電流幅值均可以快速靈活地進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)整，驗(yàn)證了所提控制策略的有效性。由上述分析可得，傳統(tǒng)控制策略與自適應(yīng)控制策略的差異性體現(xiàn)在fh>900 Hz 時(shí)。當(dāng)fh≤900 Hz 時(shí)，對(duì)應(yīng)頻段內(nèi)的待測(cè)系統(tǒng)阻抗值較小，不會(huì)誘發(fā)待測(cè)系統(tǒng)調(diào)制飽和，因此傳統(tǒng)控制策略與本文所提自適應(yīng)控制策略的掃頻效果一致。然而，當(dāng)fh>900 Hz 時(shí)，待測(cè)系統(tǒng)阻抗幅值過(guò)大，保持輸出擾動(dòng)電流幅值恒定會(huì)誘發(fā)測(cè)量裝置調(diào)制飽和，進(jìn)而影響測(cè)量精度。圖7 展示了fh>900 Hz 時(shí)，傳統(tǒng)控制策略及自適應(yīng)控制策略的阻抗擬合結(jié)果。由圖可知，所提控制策略在待測(cè)系統(tǒng)高阻頻段內(nèi)仍保持著高測(cè)量精度，驗(yàn)證了本文所提控制策略的有效性。

圖7 不同控制策略下阻抗擬合結(jié)果Fig.7 Impedance fitting results with differentcontrol strategies

自適應(yīng)控制策略單頻及寬頻掃描結(jié)果見(jiàn)附錄A圖A4、A5。從上述阻抗測(cè)量結(jié)果來(lái)看，所提阻抗測(cè)量策略既適用于更精確的單頻掃描，也適用于測(cè)量時(shí)間更短的寬頻掃描，擴(kuò)大了阻抗測(cè)量的頻率范圍。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為進(jìn)一步驗(yàn)證本文所提控制策略，搭建基于RT-BOX 實(shí)時(shí)仿真器的硬件在環(huán)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，實(shí)物圖見(jiàn)附錄A 圖A6。利用上述實(shí)驗(yàn)平臺(tái)對(duì)附錄A 圖A2所示待測(cè)系統(tǒng)進(jìn)行單頻掃描實(shí)驗(yàn)，Im0仍設(shè)為100 A。采用基于擾動(dòng)電壓定向的擾動(dòng)電流自適應(yīng)控制策略注入頻率分別為10、552 Hz 的擾動(dòng)電流，實(shí)驗(yàn)波形見(jiàn)附錄A圖A7。

圖8（a）為注入頻率為1 510 Hz 擾動(dòng)電流時(shí)采用基于擾動(dòng)電壓定向的擾動(dòng)電流自適應(yīng)控制策略的實(shí)驗(yàn)波形，擾動(dòng)電流幅值自適應(yīng)調(diào)整為52 A。圖8（b）為注入頻率為1 510 Hz 擾動(dòng)電流時(shí)采用無(wú)抗飽和策略的實(shí)驗(yàn)波形，此時(shí)測(cè)量裝置運(yùn)行失穩(wěn)，并且由于擾動(dòng)電壓過(guò)大，待測(cè)系統(tǒng)亦產(chǎn)生振蕩現(xiàn)象。由圖8可知，當(dāng)待測(cè)系統(tǒng)阻抗過(guò)大時(shí)，若不對(duì)擾動(dòng)電流進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)整，則不僅影響阻抗測(cè)量裝置的正常運(yùn)行，還嚴(yán)重干擾了待測(cè)系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行，采用本文所提擾動(dòng)電流自適應(yīng)控制策略可有效提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

圖8 注入1510 Hz擾動(dòng)電流時(shí)有、無(wú)抗飽和策略的實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experiment waveforms of 1510 Hz current disturbance injection with and without anti-saturation strategies

圖9（a）、（b）分別為逆變器正序阻抗zinv（s）和電網(wǎng)正序阻抗zg（s）實(shí)測(cè)結(jié)果。由圖可知，實(shí)驗(yàn)測(cè)量結(jié)果與理論曲線高度重合，進(jìn)一步驗(yàn)證了本文所提控制策略的有效性。

圖9 阻抗實(shí)測(cè)結(jié)果Fig.9 Results of impedance measurement

5 結(jié)論

本文圍繞大功率阻抗實(shí)測(cè)裝置，針對(duì)并網(wǎng)變流器寬頻阻抗特性復(fù)雜，待測(cè)系統(tǒng)諧振點(diǎn)難以預(yù)測(cè)的特點(diǎn)，提出了一種基于擾動(dòng)電壓定向的自適應(yīng)電流源侵入式序阻抗測(cè)量方法，結(jié)合抗飽和策略，實(shí)現(xiàn)了擾動(dòng)電流自適應(yīng)調(diào)整。同時(shí)，對(duì)抗飽和策略的參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化整定。通過(guò)仿真和半實(shí)物實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提方法的有效性，可得如下結(jié)論：

1）基于擾動(dòng)電壓定向的擾動(dòng)電流自適應(yīng)控制策略限幅值選取方便，可以有效規(guī)避由于待測(cè)系統(tǒng)高阻抗誘發(fā)的過(guò)調(diào)制現(xiàn)象；

2）擾動(dòng)電流自適應(yīng)控制策略可以根據(jù)待測(cè)阻抗值靈活調(diào)節(jié)擾動(dòng)電流強(qiáng)度，阻抗測(cè)量過(guò)程中無(wú)須規(guī)避諧振點(diǎn)，保證了阻抗測(cè)量裝置在全頻段的穩(wěn)定運(yùn)行，仿真及半實(shí)物實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該策略的有效性；

3）擾動(dòng)電流自適應(yīng)控制策略既適用于高精度單頻掃描，也適用于快速寬頻掃描，實(shí)際測(cè)量過(guò)程中可根據(jù)需求靈活選取。

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