辜方林，黃育偵，趙鶯，趙海濤，魏急波

（1.國防科技大學(xué)電子科學(xué)學(xué)院，湖南 長沙 410073；2.軍事科學(xué)院，北京 100097；3.北京信息通信技術(shù)研究中心，北京 100036）

0 引言

直接序列擴頻（DSSS,direct sequence spread spectrum）通信由于具有很強的抗窄帶干擾能力，并且具有信息隱蔽、多址保密等優(yōu)點[1]，已在通信領(lǐng)域大量應(yīng)用。但是，DSSS 技術(shù)目前局限于低速通信系統(tǒng)或者信道環(huán)境簡單、干凈的衛(wèi)星通信系統(tǒng)。事實上，高速通信系統(tǒng)或者地面移動通信環(huán)境往往存在大量多徑，使信道呈現(xiàn)頻率選擇性衰落，此時，要使DSSS 技術(shù)發(fā)揮作用，亟須克服多徑帶來的影響[2-3]。

均衡是克服信道多徑影響的核心技術(shù)之一。已有許多學(xué)者提出在DSSS 接收端采用Rake 接收或者時域均衡技術(shù)來克服或者利用多徑的影響提升系統(tǒng)的接收性能。但是Rake 接收或者時域均衡面臨以下2 個問題：一是Rake 接收僅適用于多徑較少的情形，且Rake 接收過程中的多徑分量時延、相位估計存在誤差，其性能難以保證；二是無論是Rake 接收還是時域均衡技術(shù)均面臨實現(xiàn)復(fù)雜度大的難題，工程實現(xiàn)面臨挑戰(zhàn)[4-6]。隨著快速傅里葉變換（FFT,fast Fourier transform）的成熟，頻域均衡技術(shù)得到了快速發(fā)展，以正交頻分復(fù)用（OFDM,orthogonal frequency division multiplexing）和單載波頻域均衡（SCFDE,single carrier frequency domain equalization）技術(shù)最為典型，且在許多標(biāo)準規(guī)范中得到了推廣應(yīng)用，例如，IEEE802.16a、IEEE 802.11n等。SCFDE 與OFDM 的原理極其相似，兩者都是通過插入循環(huán)前綴（CP,cyclic prefix）來消除碼間干擾，并在頻域完成信道估計與均衡。其主要區(qū)別是在SCFDE 系統(tǒng)中，F(xiàn)FT/IFFT 模塊均位于接收端；而在OFDM 系統(tǒng)中，IFFT 模塊位于發(fā)射端，而FFT 模塊位于接收端。同OFDM 相比，SCFDE 具有以下優(yōu)點：顯著降低了信號峰均比，利于實現(xiàn)小型化、低功耗；對頻偏的敏感性較小，適用于高動態(tài)等復(fù)雜環(huán)境；易于與DSSS 技術(shù)結(jié)合，能獲得大的擴頻處理增益。結(jié)合上述分析，本文提出了一種SCFDE 與DSSS 技術(shù)有機結(jié)合的寬帶擴頻通信體制，它利用頻域均衡來克服多徑導(dǎo)致的頻率選擇性衰落帶來的影響，同時充分利用DSSS 獲得大的擴頻處理增益，使系統(tǒng)具有優(yōu)良的抗干擾性能，為DSSS 技術(shù)應(yīng)用于多徑信道環(huán)境提供了有效的解決方案[7-9]。

盡管擴頻能夠提升系統(tǒng)的抗干擾能力，且擴頻倍數(shù)越大，系統(tǒng)的抗干擾能力越強。然而，實際應(yīng)用過程中系統(tǒng)通常是帶寬受限的，在帶寬一定的條件下，擴頻倍數(shù)越大，抗干擾能力越強，接收機靈敏度越高，但傳輸速率越小，能夠支持的業(yè)務(wù)類型和組網(wǎng)應(yīng)用嚴重受限，反之亦然。注意到，搶險救災(zāi)等任務(wù)所面臨的通信環(huán)境往往是復(fù)雜多樣的，這種多樣性不僅體現(xiàn)為山地、丘陵、沙漠、海洋等地理環(huán)境的多樣性，也體現(xiàn)為電磁環(huán)境的多樣性，例如，不同強度、不同類型的電磁干擾等；另一方面，根據(jù)執(zhí)行的任務(wù)不同，所需要信息交互的速率、距離等也會不同?；谏鲜龇治觯枰ㄐ沛溌肪邆湫阅苤笜?biāo)可重構(gòu)的能力，即條件允許時傳輸圖像、視頻等豐富多樣的業(yè)務(wù)信息，實現(xiàn)高速傳輸；條件惡劣時能夠傳輸生命體征、位置坐標(biāo)等少量關(guān)鍵信息，實現(xiàn)低速的保底通信。綜上所述，為了兼顧信息傳輸速率和可靠性，滿足不同環(huán)境下可靠傳輸?shù)男枨?，本文提出了帶寬自適應(yīng)傳輸模式，這里的帶寬指有效信道帶寬，通過給固定信道帶寬配置不同的擴頻因子即可獲得不同的有效信道帶寬，從而實現(xiàn)擴頻處理增益、傳輸速率的靈活轉(zhuǎn)換，滿足不同環(huán)境和任務(wù)在信息速率和可靠性方面所面臨的多樣化需求。在此基礎(chǔ)上，本文結(jié)合SCFDE 接收端固有FFT 過程的特點，實現(xiàn)對干擾強度、干擾類型等信息的伴隨式檢測與分析，優(yōu)化選取頻域承載點，提升系統(tǒng)對干擾，特別是阻塞式干擾的適應(yīng)性。

1 系統(tǒng)架構(gòu)

1.1 基于SCFDE 的寬帶DSSS 系統(tǒng)

圖1 給出了一種基于SCFDE 的寬帶DSSS 系統(tǒng)框架。在發(fā)射端，信源序列經(jīng)過調(diào)制后進行直接序列擴頻。令di表示第i個調(diào)制符號，與擴頻序列c=[c1,c2,…,cN]進行異或操作實現(xiàn)擴頻，xi=dic=[x1,x2,…,xN]表示符號向量，其中，N為擴頻因子。利用擴頻后的符號向量xi組成數(shù)據(jù)塊，如圖2 所示。保護間隔CP 被插入每個塊的前面，這樣第k個發(fā)送塊可以表示為xk=[xcp,x k1,xk2,…,xkL]，其中，k=1,2,…，l=1,2,…,L。

圖1 基于SCFDE 的寬帶DSSS 系統(tǒng)框架

圖2 基于SCFDE 的寬帶DSSS 系統(tǒng)數(shù)據(jù)塊結(jié)構(gòu)

假設(shè)信道為塊衰落的準靜態(tài)信道，在一個符號塊的時間間隔內(nèi)，信道頻率響應(yīng)不變。經(jīng)過碼片間隔的采樣后，離散等效信道可以表示為h=[h1,…,hP]，其中，P是多徑分量的數(shù)目。不失一般性，假設(shè)CP 的長度大于信道的沖激響應(yīng)長度。CP 的添加使塊間干擾消除，同時使接收符號塊和信道的線性卷積變?yōu)檠h(huán)卷積。

在接收端，經(jīng)過匹配濾波和碼片間隔采樣，去除CP 后的接收符號塊可以表示為

其中，?表示循環(huán)卷積，w表示加性白高斯噪聲矢量，噪聲分量均值為0、方差為N0。

第k個接收塊信號經(jīng)過FFT 被變換到頻域，可表示為

接收塊信號被變換到頻域后進行頻域均衡，均衡后的信號向量可以表示為

其中，U是長度為NL的頻域均衡系數(shù)向量。

對于迫零（ZF,zero force）均衡，有

對于最小均方誤差（MMSE,minimum mean square error）均衡，有

其中，(·)T表示轉(zhuǎn)置。

1.2 有效帶寬自適應(yīng)

根據(jù)圖1 所示的基于SCFDE 寬帶DSSS 系統(tǒng)框架，其中，L和N是至關(guān)重要的2 個參數(shù)，合理設(shè)置參數(shù)L用于克服信道的頻率選擇性衰落，合理設(shè)置參數(shù)N用于獲取合理的擴頻處理增益。本文考慮信道帶寬固定的情形，固定信道帶寬的優(yōu)勢是使射頻前端實現(xiàn)簡單，便于小型化和低成本，且系統(tǒng)工作穩(wěn)定、可靠。信道帶寬的確定與實際系統(tǒng)工作的頻譜環(huán)境、傳輸能力需求和硬件平臺能力息息相關(guān)。

以某一測控通信鏈路為例，假設(shè)信道帶寬為12.8 MHz，通過配置不同的L和N，如表1 所示，系統(tǒng)可以獲得具有不同傳輸速率、抗干擾能力和接收機靈敏度指標(biāo)的傳輸模式。

表1 有效帶寬可配置系統(tǒng)實例

為了實現(xiàn)自適應(yīng)抗干擾傳輸，在圖1 所示的框架基礎(chǔ)上，本文提出了如圖3 所示的有效帶寬自適應(yīng)DSSS 系統(tǒng)框架。在圖3 所示的波形框架中，分別利用控制段和數(shù)據(jù)段傳輸控制信息和數(shù)據(jù)信息，且控制信息主要包括數(shù)據(jù)段解調(diào)所需的調(diào)制方式、編碼效率、擴頻倍數(shù)、負載長度等。

圖3 有效帶寬自適應(yīng)DSSS 系統(tǒng)框架

在此基礎(chǔ)上，針對自適應(yīng)抗干擾需求，設(shè)計如圖4 所示的幀結(jié)構(gòu)。在該幀結(jié)構(gòu)中，時頻同步、控制段按照最小有效帶寬（具有最強的抗干擾能力和接收機靈敏度等指標(biāo)）對應(yīng)的參數(shù)進行設(shè)計，保證在極限情況下能夠準確獲得數(shù)據(jù)段的傳輸參數(shù)；同時，利用控制段獲得的參數(shù)解調(diào)數(shù)據(jù)段，不同參數(shù)表示數(shù)據(jù)段采用不同傳輸模式，對應(yīng)不同的抗干擾能力和傳輸速率，但是不同模式下FFT/IFFT 點數(shù)固定，因此其控制邏輯十分簡單，便于工程實現(xiàn)。

圖4 有效帶寬自適應(yīng)DSSS 波形幀結(jié)構(gòu)

最后，針對接收端僅依靠估計的信干噪比（SINR,signal to interference plus noise ratio）反映鏈路質(zhì)量存在隨機波動，導(dǎo)致參數(shù)自適應(yīng)調(diào)整存在振蕩現(xiàn)象和系統(tǒng)工作不穩(wěn)定的問題，構(gòu)建綜合SINR、控制段循環(huán)冗余校驗（CRC,cyclic redundancy check）、數(shù)據(jù)段CRC 連續(xù)錯誤次數(shù)CRC_Data_Errortimes等信息的指標(biāo)，實時、穩(wěn)定地反饋當(dāng)前地理環(huán)境、干擾環(huán)境下的鏈路質(zhì)量，發(fā)射端在線優(yōu)化數(shù)據(jù)鏈路的系統(tǒng)參數(shù)，實現(xiàn)不同傳輸模式的自適應(yīng)傳輸，其實現(xiàn)流程如圖5 所示。圖5 中，THH和THL表示SINR 門限，α表示CRC_Data_Errortimes門限。

圖5 有效帶寬自適應(yīng)實現(xiàn)流程

2 基于SCFDE 的寬帶DSSS 系統(tǒng)自適應(yīng)抗干擾策略

2.1 頻域陷波抗干擾

直接擴頻信號在頻域中會呈現(xiàn)出與白噪聲相似的平坦特性，而窄帶干擾信號在頻域上會出現(xiàn)明顯的頻譜峰值，如圖6 所示。

圖6 擴譜系統(tǒng)窄帶干擾

頻域陷波法是目前應(yīng)用很廣泛的干擾抑制方法，適用于干擾帶寬較窄且干擾頻帶較固定的情形。頻域陷波的基本原理是根據(jù)窄帶干擾、噪聲和擴頻信號不同的頻域特性來檢測識別干擾，找出干擾頻點并對其進行陷波處理。進行陷波處理可以降低干擾對接收信號的影響，改善信干比。但頻域陷波也會導(dǎo)致信號總功率下降和信號失真，給接收端帶來一定的性能損失。而且頻譜切除得越多，信號失真就越明顯，帶來的性能損失也越大。因此，在進行陷波處理時，不但要考慮切除窄帶干擾導(dǎo)致的信干比改善，還要考慮信號能量損失和信號失真導(dǎo)致的信噪比惡化。

根據(jù)圖3(b)可以看出，接收端本身就需要對接收信號進行FFT 和IFFT 以實現(xiàn)頻域均衡，因此，其與頻域陷波有著天然的契合。綜合上述分析，本文提出一種基于SCFDE 的寬帶DSSS 系統(tǒng)頻域陷波抗干擾的實現(xiàn)框架，如圖7 所示。接收端在對接收信號進行傅里葉變換之后，首先按照一定的準則設(shè)置干擾檢測門限，確定干擾在接收信號頻譜中的位置，然后對這些干擾頻點進行陷波，最后對處理后的數(shù)據(jù)進行頻域均衡與逆傅里葉變換得到干擾抑制后的數(shù)據(jù)，并利用干擾抑制后的數(shù)據(jù)進行解擴恢復(fù)發(fā)送信息。

2.2 自適應(yīng)門限算法

根據(jù)圖7 所示的頻域陷波抗干擾的實現(xiàn)框架，利用導(dǎo)頻符號進行干擾檢測。不失一般性地，本文所提基于SCFDE 的DSSS 系統(tǒng)采用恒包絡(luò)零自相關(guān)（CAZAC,constant amplitude zero auto correlation）序列作為導(dǎo)頻序列用于信道估計，這是因為它能夠顯著減少信道估計所需的計算復(fù)雜性。CAZAC 序列可以表示為

其中，n∈ [0,M-1]，M=NL，ν是與M互質(zhì)的正整數(shù)。可以證明，CAZAC 序列通過傅里葉變換后仍然為CAZAC 序列，且CAZAC 序列具有恒模特性[10]。

為了使干擾檢測算法能夠適應(yīng)不同前端增益、信噪比等因素導(dǎo)致的信號尺度變化，需要干擾檢測的門限值能夠自適應(yīng)調(diào)整以適應(yīng)不同環(huán)境。文獻[11]通過分析接收信號譜線幅度平方的統(tǒng)計特性進行干擾檢測，獲得的干擾檢測門限為統(tǒng)計量，因而具有自適應(yīng)特征。結(jié)合圖7 所示的頻域陷波抗干擾的實現(xiàn)框架，本文提出通過分析導(dǎo)頻符號的譜線幅度平方的統(tǒng)計特性進行干擾檢測。根據(jù)上述分析，CAZAC 序列導(dǎo)頻符號具有恒模特性，在無窄帶干擾條件下，其頻域觀測數(shù)據(jù)是一個高斯隨機序列?？梢宰C明，高斯隨機序列的幅度服從瑞利分布，相位在(0,2π)服從均勻分布，幅度平方服從指數(shù)分布。指數(shù)分布的統(tǒng)計特征為

圖7 基于SCFDE 的寬帶DSSS 系統(tǒng)頻域陷波抗干擾的實現(xiàn)框架

表2 譜線的幅度平方分布

當(dāng)Z>0 時，有窄帶干擾；當(dāng)Z=0 時，無窄帶干擾。

基于指數(shù)分布特征的自適應(yīng)門限干擾檢測算法的實現(xiàn)過程如算法1 所示。

算法1基于指數(shù)分布特征的自適應(yīng)門限干擾檢測算法

初始化根據(jù)定時同步確定導(dǎo)頻符號集合Ω、數(shù)據(jù)符號集合、總符號數(shù)目K，設(shè)置干擾檢測的置信度為99.3%（顯著性水平a= 0.007）

3 仿真分析

3.1 基于SCFDE 的寬帶DSSS 系統(tǒng)性能仿真

為了充分驗證所提方案的有效性，基于MATLAB仿真平臺對所提基于SCFDE 的寬帶DSSS 系統(tǒng)在各種信道環(huán)境下進行仿真分析。首先，仿真分析所提基于SCFDE 的寬帶DSSS 系統(tǒng)在高斯白噪聲信道環(huán)境下的誤碼性能，具體的仿真參數(shù)如表3 所示。

表3 系統(tǒng)仿真參數(shù)

圖8 給出了系統(tǒng)誤碼性能隨接收信號信噪比變化的曲線。從圖8 可以看出，隨著擴頻倍數(shù)的增加，系統(tǒng)誤碼性能有明顯改善，且擴頻倍數(shù)每增加一倍，接收性能約改善2 dB，與理論的3 dB 相差約1 dB，這是因為所提系統(tǒng)中需要進行信道均衡，信道均衡會放大噪聲的影響，使性能惡化。此外，本文在仿真中采用最簡單的最小二乘（LS,least square）信道均衡，在實際系統(tǒng)中則可以采用MMSE信道均衡，它能抑制噪聲的放大，在一定程度上改善誤碼性能。

圖8 系統(tǒng)誤碼性能隨接收信號信噪比的變化

其次，仿真分析所提基于 SCFDE 的寬帶DSSS 系統(tǒng)在多徑信道環(huán)境下的誤碼性能，系統(tǒng)仿真參數(shù)不變，IEEE 802.11g 信道模型參數(shù)如表4所示。

表4 IEEE 802.11g 信道模型參數(shù)

圖9 給出了典型DSSS 系統(tǒng)、采用Rake 接收技術(shù)的DSSS 系統(tǒng)（多徑時延參數(shù)準確）和本文所提基于SCFDE 的寬帶DSSS 系統(tǒng)的誤碼性能隨接收信號信噪比變化的曲線。系統(tǒng)仿真過程中，擴頻倍數(shù)為64，仿真次數(shù)為1 000。從圖9 可以看出，典型DSSS 系統(tǒng)由于沒有信道均衡處理過程，在多徑信道環(huán)境下性能急劇惡化，不能適用多徑信道環(huán)境；本文所提基于SCFDE 的寬帶DSSS 系統(tǒng)與采用Rake 接收技術(shù)的DSSS 系統(tǒng)性能基本相當(dāng)，雖然在高信噪比條件下性能略差于Rake 接收機，但是Rake 接收機在帶寬較寬、多徑復(fù)雜的情形下難以實現(xiàn)準確的多徑、時延等參數(shù)估計。綜上所述，本文所提基于SCFDE 的寬帶DSSS 系統(tǒng)誤碼性能受多徑信道環(huán)境影響小，且在多徑信道環(huán)境下呈現(xiàn)了較低的誤碼傳輸性能，具有很好的工程實用價值。

圖9 3 種系統(tǒng)的誤碼性能隨接收信號信噪比的變化

圖10 給出了本文所提基于SCFDE 的寬帶DSSS系統(tǒng)在不同擴頻倍數(shù)下誤碼性能隨接收信號信噪比變化的曲線。從圖10 可以看出，隨著擴頻倍數(shù)的增加，系統(tǒng)的誤碼性能穩(wěn)步改善，且擴頻倍數(shù)每增加一倍，接收性能約改善1.6 dB。特別地，對比分析圖8和圖10 可以發(fā)現(xiàn)，多徑與高斯白噪聲信道環(huán)境下性能差異較小，這在研制的實際系統(tǒng)中也得到驗證，多徑信道環(huán)境下由于擴頻帶來的頻率分集效果，相較于有效信道帶寬一樣的不擴頻系統(tǒng)，接收機靈敏度會有一定程度的改善，這對于增強所提基于SCFDE 的寬帶DSSS 系統(tǒng)在城市、郊區(qū)、空地等典型多徑信道環(huán)境下的通信效果具有重大意義。

圖10 本文所提基于SCFDE 的寬帶DSSS 系統(tǒng)在不同擴頻倍數(shù)下誤碼性能隨接收信號信噪比的變化

3.2 頻域陷波抗干擾性能分析

為充分說明頻域陷波對干擾抑制的效能，本節(jié)仿真分析了不同干擾類型下采樣頻域陷波時的誤比特率，系統(tǒng)的具體仿真參數(shù)與表3 一致。

首先，仿真分析了頻域陷波用于抑制零中頻接收機所面臨的本振干擾的效果。由于零中頻接收機在小型化、低功耗方面具有優(yōu)勢，近年來已發(fā)展成主流，但是其本振干擾抑制是保障系統(tǒng)性能必須要解決的問題。在本文所提基于SCFDE 的寬帶DSSS系統(tǒng)中，由于信道帶寬一般較大，難以利用數(shù)字中頻的方法實現(xiàn)，采用頻域陷波是一種極佳的選擇。仿真過程中，假設(shè)信號與本振干擾的信干比為10 dB。圖11 給出了系統(tǒng)采用16 倍擴頻條件下系統(tǒng)誤碼性能隨接收信號信噪比變化的曲線。從圖11可以看出，采用頻域陷波抑制本振干擾的系統(tǒng)與沒有本振干擾不需要本振抑制的系統(tǒng)性能基本一致，所以采用頻域陷波能夠很好地解決本振干擾抑制的問題。

圖11 采用16 倍擴頻條件下系統(tǒng)誤碼性能隨接收信號信噪比的變化

在此基礎(chǔ)上，本節(jié)進一步仿真分析了干擾分布于帶內(nèi)其他位置的頻點，以及干擾占用不同帶寬下的誤碼性能。系統(tǒng)仿真過程中，假設(shè)信號與窄帶干擾的干信比為0，每次仿真干擾信號的頻帶隨機分布在信號帶寬內(nèi)，仿真次數(shù)為1 000。圖12給出了干擾信號帶寬占用不同擴頻信號帶寬條件下，采用頻域干擾抑制時系統(tǒng)誤碼性能隨接收信號信噪比變化的曲線。從圖12 可以看出，窄帶干擾的頻帶分布對基于頻域陷波的干擾抑制方法基本沒有影響；隨著干擾信號頻帶占用擴頻信號頻帶帶寬比例的增加，系統(tǒng)的誤碼性能會逐漸惡化，但在干擾信號帶寬占比小于擴頻信號帶寬15%的條件下，其影響有限。因此，頻域陷波具有很好的干擾抑制能力。

圖12 干擾信號帶寬占用不同擴頻信號帶寬條件下，采用頻域干擾抑制時系統(tǒng)誤碼性能隨接收信號信噪比的變化

4 結(jié)束語

本文提出了一種SCFDE 與DSSS 技術(shù)有機結(jié)合的自適應(yīng)抗干擾擴頻通信系統(tǒng)，該系統(tǒng)通過頻域均衡克服多徑帶來的頻率選擇性衰落，同時支持自適應(yīng)調(diào)整擴頻因子，實現(xiàn)系統(tǒng)傳輸速率與抗干擾能力的重構(gòu)。此外，結(jié)合SCFDE 頻域均衡的特點，充分利用其接收端固有的FFT 過程高效實現(xiàn)檢測、分析系統(tǒng)所面臨的干擾強度、干擾類型等信息，優(yōu)化選取頻域承載點，提升系統(tǒng)對干擾，特別是阻塞式干擾的適應(yīng)性。下一步工作是利用機器學(xué)習(xí)等手段實現(xiàn)頻域承載點的在線優(yōu)化，構(gòu)建完整的自適應(yīng)抗干擾系統(tǒng)。