朱熙鋮,陶正壯,肖凌峰

(南京信息工程大學(xué) 電子與信息工程學(xué)院 雷達技術(shù)研究所,江蘇 南京 210044)

微帶天線與其他天線相比,具有低成本、低剖面、適合批量生產(chǎn)等優(yōu)點。圓極化天線具備減輕極化失配、降低多徑衰弱和法拉第旋轉(zhuǎn)效應(yīng)等優(yōu)勢[1],在各種無線通信中受到了廣泛關(guān)注,如全球定位系統(tǒng)(GPS)、無限局域網(wǎng)(WLAN)、衛(wèi)星通信系統(tǒng)等[2-4]。但隨著無線通信技術(shù)的快速發(fā)展,對圓極化天線的軸比帶寬和增益等性能要求越來越高,因此寬帶圓極化天線的設(shè)計得到了眾多學(xué)者的研究。

眾所周知,圓極化輻射是由等幅且相位相差90°的正交電場分量產(chǎn)生,這種天線可在各種結(jié)構(gòu)中實現(xiàn),如貼片[5]、空腔[6]等。其中微帶貼片天線單元的阻抗帶寬和軸比帶寬較窄,雖可采用多層結(jié)構(gòu)[7]、添加寄生貼片[8]、旋轉(zhuǎn)饋電[9]等方法展寬帶寬和軸比,但增加了設(shè)計的復(fù)雜性和加工成本。另一方面,在行波模式工作下的微帶天線也可輻射圓極化波,劉昌榮等[10]提出采用低溫共燒陶瓷(LTCC)技術(shù)實現(xiàn)了具有寬軸比(AR)帶寬的螺旋天線,但這種設(shè)計仍然存在結(jié)構(gòu)復(fù)雜和制造工藝昂貴的問題。其次,環(huán)形天線通過在環(huán)路上加載適當?shù)碾娍挂部杉ぐl(fā)行波電流,楊耀州等[11]提出了一種具有環(huán)形開環(huán)的帶寬圓極化單極子天線,其結(jié)構(gòu)簡單并可以實現(xiàn)96.1%的阻抗帶寬和81.3%的超寬軸比(AR)帶寬,寬帶性能非常突出,但由于其開環(huán)不對稱結(jié)構(gòu),導(dǎo)致輻射方向圖有輕微的傾斜。朱茜等[12]提出了一款由兩個開環(huán)組成的圓極化天線,利用SIW 縫隙對其饋電,實現(xiàn)了8.5%的軸比帶寬,然而多層結(jié)構(gòu)導(dǎo)致制備成本和結(jié)構(gòu)復(fù)雜性增加。

本文基于環(huán)天線提出了一款雙矩形開環(huán)天線,該天線單元由兩個帶有間隙的矩形開環(huán)組成,兩個開環(huán)以行波模式工作,提供圓極化輻射,隨后,為了提高天線增益,采用雙面平行帶線(DSPSL)饋電網(wǎng)絡(luò)設(shè)計了一款2×2 的圓極化陣列天線,其中雙面平行帶線具有結(jié)構(gòu)簡單、剖面低等特點,被應(yīng)用于各種場景[13-15]。該天線采用標準印刷電路板(PCB)工藝進行加工,并利用標準矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀及微波暗室對其進行特性驗證,結(jié)果表明該陣列天線不僅寬帶性能良好,還具有方向性對稱且增益穩(wěn)定等優(yōu)點。

1 圓極化微帶陣列天線的設(shè)計

1.1 圓極化天線單元

輻射元件是由兩個矩形開環(huán)組成,分別印刷在介質(zhì)基板F4B265(厚度H1=1 mm,相對介電常數(shù)εr為2.65,損耗角正切tanδ=0.0006)的頂面和底面,三維結(jié)構(gòu)如圖1(a)所示。帶有縫隙的矩形開環(huán)天線會產(chǎn)生幅值相近且相互正交的線極化波,形成圓極化輻射的行波激發(fā),縫隙位置影響圓極化天線的輻射性能。此外,通過50 Ω 的同軸線對兩個開環(huán)天線單元饋電,由于同軸線內(nèi)外導(dǎo)體具有180°相位差特性,關(guān)于中心對稱放置的兩個矩形開環(huán)天線具有對稱的方向圖以及一致方向性的圓極化輻射。如圖1(b,c)所示,該天線單元3 dB 軸比帶寬約為22.5%(3.6～4.5 GHz)。S11在整個3 dB AR 頻帶上低于-10 dB,最大輻射增益為9.5 dBi,且在通帶內(nèi)具有穩(wěn)定的輻射性能。

圖1 天線單元的結(jié)構(gòu)及仿真結(jié)果。(a)三維結(jié)構(gòu)圖;(b)阻抗帶寬;(c)軸比與增益曲線圖Fig.1 Structure and the simulated results of antenna unit.(a) Structure diagram;(b) S parameters;(c) Antenna gains and axial-ratios

1.2 饋電網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計

對于平衡傳輸線,在不同傳輸線上傳輸?shù)男盘柧哂械确聪嗵匦?并且相位與頻率無關(guān),因此平衡傳輸線成為實現(xiàn)差分信號的首選。雙面平行帶線(DSPSL)是一種新型的平衡傳輸線,與傳統(tǒng)微帶線(MSL)以及共面波導(dǎo)(CPW)傳輸線相比,不需要加入額外的巴倫結(jié)構(gòu),具有更小的占用面積。對于雙面平行帶線來說,當信號在正反兩面微帶線之間傳輸時,電磁場的分布具有嚴格的對稱性;當無限大且厚度可以忽略的金屬板放置在DSPSL 結(jié)構(gòu)的水平對稱平面上時,正反兩面金屬導(dǎo)帶之間的場分布影響微弱,因此,DSPSL 結(jié)構(gòu)可以等效為兩個單面的微帶線結(jié)構(gòu)背靠背組合而成。另外,由于信號在介質(zhì)基板上雙面?zhèn)鬏?具有高集成性等特點,并且在復(fù)雜的電路中,可以避免線路交叉,提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

由于雙面平行帶線可由兩個振幅相同、相位相差180°的源激勵,所以本文設(shè)計的饋源采用50 Ω 的同軸線代替。圖2(a)為雙面平行帶線饋電網(wǎng)絡(luò)的結(jié)構(gòu)圖,同軸線的內(nèi)導(dǎo)體穿過介質(zhì)基板與頂層的微帶線相連,同軸線的外表皮直接附著在底層的方形微帶貼片上,最終實現(xiàn)了功率等分分配,且頂層與底層傳輸?shù)男盘柧哂?80°相位差的饋電網(wǎng)絡(luò)。圖2(b)為介質(zhì)基板的頂層視圖,基于漸變式阻抗變換器,由中心向兩邊逐漸變寬實現(xiàn)等功分寬帶阻抗匹配。圖2(c)為介質(zhì)基板底層視圖,由正方形貼片(W1×W1)和寬WL的傳輸線組成,同時在正方形貼片中心切一個半徑為R2的圓,保證了同軸線的內(nèi)導(dǎo)體與外表皮之間不形成回路,避免產(chǎn)生短路。

圖2 DSPSL 饋電網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)圖Fig.2 Structure of the DSPSL feed network

基于上述結(jié)構(gòu),經(jīng)HFSS 軟件仿真優(yōu)化后,所設(shè)計的雙面平行帶線饋電網(wǎng)絡(luò)的S參數(shù)仿真曲線如圖3所示。在3～5 GHz 的頻率范圍內(nèi),該DSPSL 饋電網(wǎng)絡(luò)的S11優(yōu)于-20 dB,輸出端口Port 2 和Port 3 在3～5 GHz 頻率范圍內(nèi)輸出端口保持著良好的功率均分特性,均維持在-3 dB 附近,滿足天線功率分配要求,優(yōu)化后獲得的饋電網(wǎng)絡(luò)物理尺寸如表1 所示。

圖3 DSPSL 饋電網(wǎng)絡(luò)的S 參數(shù)仿真曲線Fig.3 The simulated S parameters of the DSPSL feed network

表1 天線結(jié)構(gòu)尺寸值Tab.1 Geometrical parameters of the antenna mm

1.3 寬帶圓極化陣列天線的設(shè)計

為提高天線增益且保留其寬帶特性,本文基于矩形開環(huán)天線單元和差分饋電網(wǎng)絡(luò)設(shè)計了寬帶矩形開環(huán)天線陣列,圖4 為所設(shè)計的圓極化微帶陣列天線的幾何結(jié)構(gòu),該結(jié)構(gòu)物理尺寸見表1。本設(shè)計采用F4B265的介質(zhì)基板,與上述一致。如圖4(a)所示,F4B265基板頂層和底層的饋電網(wǎng)絡(luò)輸出端口分別連接著矩形開環(huán)天線單元,形成2×2 的陣列天線,該結(jié)構(gòu)減少了陣列天線的占用面積。矩形環(huán)路天線單元并聯(lián)排列在介質(zhì)基板的上下層,通過雙面平行帶線并聯(lián)饋電,與串聯(lián)饋電相比,并聯(lián)饋電更容易實現(xiàn)對各個輻射陣元同相饋電,形成邊射波束,且波束指向與頻率無關(guān)?？紤]到提高天線的定向性,在距離F4B265 基板正下方H2處安裝Lg×Wg的金屬反射板,圖4(b)給出了陣列天線整體結(jié)構(gòu)的側(cè)視圖。

圖4 陣列天線的幾何結(jié)構(gòu)圖Fig.4 Geometrical structure of the array antenna

通過電磁仿真軟件Ansys HFSS 計算了該陣列天線在中心頻率4 GHz 時的電流分布,如圖5 所示,輻射元件上所有主電流的矢量和方向是順時針方向。結(jié)果表明,所提出的2×2 陣列天線在+Z方向上呈現(xiàn)左旋圓極化(LHCP)。

圖5 天線陣列的電流分布圖Fig.5 Current distribution diagram of the antenna array

2 實驗驗證

為了進一步驗證圓極化陣列天線的仿真結(jié)果,采用表1 中的尺寸數(shù)值對所設(shè)計的天線進行實物加工并測試,其中天線實物如圖6 所示。

圖6 加工實物圖。(a)頂部;(b)底部Fig.6 Photograph of the fabricated array antenna(a) Top;(b) Bottom

利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對所加工的天線的回波損耗進行測試,結(jié)果如圖7 所示。其中,實測S11小于-10 dB 的阻抗相對帶寬為27.5%(3.41～4.51 GHz),驗證了天線的寬帶特性,但實測的諧振頻率點相對仿真出現(xiàn)了偏移,其中兩者的差異主要是由于焊接同軸線時產(chǎn)生的誤差或電纜損耗等因素造成的。

圖7 天線的S11參數(shù)曲線圖Fig.7 S11 parameters of the antenna

同時,利用南京信息工程大學(xué)緊縮場微波暗室對天線進行測量,分別測量了遠場條件下天線的增益和軸比,測量結(jié)果和仿真結(jié)果如圖8 所示。由圖8可以看到該天線在3.6～4.4 GHz 的頻率范圍內(nèi),其增益值介于12 dBi 和13 dBi 之間,其中仿真和實測結(jié)果的差異可能是由于天線的反射板并不是完全平整的,很難保證組裝過程中介質(zhì)基板與反射板平面各點等距。

為了獲得實測軸比數(shù)值,本次測量采用了一種僅測量天線幅值的代替方法計算出軸比[16],其中四個線極化的幅值E1,E2,E3,E4是在輔助天線繞其軸線旋轉(zhuǎn)0°,90°,45°,135°獲得,然后根據(jù)公式(1,2)計算出軸比值。

由圖8 可知,在阻抗帶寬的范圍內(nèi),實測軸比小于3 dB 的范圍為3.6～4.46 GHz(相對帶寬為22.2%),仿真結(jié)果與實測結(jié)果趨于一致,證明了該天線具有良好的寬帶圓極化輻射特性。

圖8 天線的軸比和增益曲線圖Fig.8 AR and gain values of the antenna

該天線在工作頻率范圍內(nèi)的仿真和實測方向圖如圖9 所示。由圖9 可以看出,仿真和測試結(jié)果基本一致。其中,在xoz面和yoz面上的交叉極化電平分量都比主極化電平分量低10 dB,在中心頻率4 GHz 時,xoz面和yoz面的交叉極化低于20 dB。對比天線陣在3.6,4,4.4 GHz 時xoz面和yoz面輻射方向圖可以看出,陣列天線在這些頻點的方向圖保持穩(wěn)定,證明該陣列天線具有在較寬的頻帶范圍內(nèi)保持較為一致的輻射特性,滿足寬帶系統(tǒng)的應(yīng)用需要。3.6～4.3 GHz 頻點的具體方向性參數(shù)結(jié)果整理如表2 所示。

表2 天線副瓣及3 dB 波束寬度(xoz×yoz)Tab.2 Antenna sidelobe and 3 dB beam width (xoz×yoz)

圖9 天線方向圖(3.6～4.4 GHz)Fig.9 Antenna radiation patterns (3.6-4.4 GHz)

3 結(jié)論

本文提出了一款高增益、寬軸比的寬帶圓極化陣列天線。通過在環(huán)形天線上引入縫隙改變極化方式,以輻射圓極化波。與傳統(tǒng)實現(xiàn)圓極化的微帶天線相比,該天線具有更寬的阻抗帶寬和軸比帶寬。綜合雙面平

行帶線和矩形開環(huán)天線單元設(shè)計,采用PCB 工藝加工實現(xiàn)。測試結(jié)果表明,實測3 dB 軸比帶寬和阻抗帶寬分別為22.8%和27.5%,最大增益可達13 dBi。該陣列天線結(jié)構(gòu)簡易且加工成本低,可應(yīng)用于對天線有高增益、寬帶以及寬波束等高性能要求的C 波段衛(wèi)星通信系統(tǒng)中。