李建霖,王樂鵬,吳亞杰,廖樹龍,郭 科
(珠海泰為電子有限公司,廣東 珠海 519000)
隨著人們對功率密度的要求越來越高,常規(guī)半橋LLC拓?fù)洌ㄒ妶D1)很難滿足大功率拓?fù)涞男枨?。為了降低二極管D1、D2的損耗,使用場效應(yīng)晶體管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor,MOSFET)替代二極管(見圖2)[1-3]。受同步整流MOSFET功率限制,采用多個(gè)MOSFET并聯(lián)的方式能夠提高輸出功率(見圖3)。隨著功率的進(jìn)一步增大,變壓器單個(gè)副邊繞組輸出功率受到限制,出現(xiàn)了2個(gè)及以上副邊繞組(見圖4)。此時(shí)再加上多個(gè)MOSFET并聯(lián),可以進(jìn)一步增大輸出級功率,但由于磁性器件、MOSFET及電路參數(shù)的差異,每個(gè)MOSFET流過的電流不相等,流過電流偏大的MOSFET管損耗增大且老化加速,帶來更大的系統(tǒng)偏差,最終影響整個(gè)電源的壽命[4,5]?;诖耍槍Υ说蛪捍箅娏鞯牟⒙?lián)結(jié)構(gòu)拓?fù)?,提出了一種同步整流均流控制方法。
圖1 常規(guī)LLC
圖2 帶同步整流LLC
圖3 MOSFET并聯(lián)的同步整流LLC
圖4 變壓器多抽頭式MOSFET并聯(lián)同步整流LLC
一般情況下,不均流會導(dǎo)致MOSFET之間的環(huán)流。MOSFET并聯(lián)的同步整流LLC中,由于MOSFET及驅(qū)動電路的差異也會存在環(huán)流,但這個(gè)環(huán)流很小,通常可以忽略。當(dāng)采用變壓器多抽頭式MOSFET并聯(lián)同步整流LLC拓?fù)鋾r(shí),變壓器線材、繞制、間隙等導(dǎo)致副邊繞組不一致,進(jìn)一步增大MOSFET之間的環(huán)流,因此本文主要圍繞此拓?fù)溥M(jìn)行均流控制分析。MOSFET之間的環(huán)流如圖5所示,通常存在于Qr1與Qr3、Qr2與Qr4之間。如果能夠檢測MOSFET的電流,就能清楚環(huán)流大小及方向。但此方法需要增加2個(gè)電流采樣,如果采用電阻分壓的方式采樣電流,電阻上流過的大電流會增加損耗;如果采用電流互感器來采樣電流,則會增加電源成本和面積[6,7]。
圖5 MOSFET之間的環(huán)流
LLC普通單環(huán)控制策略如圖6所示。
圖6 普通單環(huán)控制策略
在此基礎(chǔ)上,將MOSFET Qr1(Qr2)的漏級電壓與MOSFET Qr3(Qr4)的漏級電壓進(jìn)行差分放大,送入模數(shù)轉(zhuǎn)換器(Analog to Digital Converter,ADC)輸入引腳。雙環(huán)均流控制策略如圖7所示。
圖7 雙環(huán)均流控制策略
CONTROLLER1支路是常規(guī)的LLC控制器環(huán)路,ADC采樣的直流電壓進(jìn)行閉環(huán)控制并輸出PERIOD周期值,經(jīng)PWM模塊生成PWM1和PWM2信號,分別用于控制LLC原邊MOSFET。CONTROLLER2支路在對副邊Qr3、Qr4的漏極信號進(jìn)行差分放大后送入數(shù)字控制芯片的ADC模塊,為了減少噪聲的干擾,通常在信號進(jìn)入ADC之前引入低通濾波器。CONTROLLER2支路的輸出Adj_Err與CONTROLLER1支路的輸出PERIOD進(jìn)行組合控制后得到PERD,經(jīng)PWM模塊生成PWM3和PWM4,分別用于控制LLC副邊同步整流管。
通過MATLAB搭建700 W LLC諧振變換器仿真模型,電路參數(shù)取值如表1所示。
表1 LLC諧振變換器仿真電路參數(shù)
未使用均流控制策略時(shí)的上下抽頭電流、電流差值(80倍)放大波形如圖8所示,使用均流控制策略后的上下抽頭電流、電流差值(80倍)放大波形如圖9所示。
圖8 未使用均流控制策略時(shí)的電流波形
圖9 使用均流控制策略后的電流波形
通過對比圖8、圖9的波形,上下抽頭電流最大偏差值由0.18 A減小到1 μA以下,效果非常明顯。經(jīng)過優(yōu)化后的電源運(yùn)行更均衡,效率更優(yōu)。
通過研究雙環(huán)控制和組合控制相結(jié)合的控制策略,能夠降低大功率LLC同步整流之間的環(huán)流。最終結(jié)果表明,本文所提雙環(huán)控制策略在不增加電源成本和體積的基礎(chǔ)上,能夠有效實(shí)現(xiàn)同步整流管的均流,減少電源損耗,延長電源的使用壽命,適用于大功率低壓大電流電源。