樊瑋豐, 李國進(jìn), 陳延明

(廣西大學(xué) 電氣工程學(xué)院, 廣西 南寧 530004)

0 引言

近年來,隨著碳化硅、氮化鎵等寬禁帶半導(dǎo)體的廣泛應(yīng)用,電力電子變換器工作于更高的開關(guān)頻率,功率開關(guān)器件會(huì)遭受更大的du/dt、di/dt的干擾[1],并且,在更高的開關(guān)頻率下,變換電路分布參數(shù)(分布電感、電容等)對(duì)電路的影響更為突出,給電磁兼容問題帶來新的挑戰(zhàn)[2]。

EMI通常分為共模噪聲和差模噪聲,一般認(rèn)為,共模噪聲對(duì)電路的正常工作影響更大,抑制共模噪聲更具有理論意義和實(shí)際工程應(yīng)用價(jià)值[3]。共模噪聲通常是由較大的du/dt通過分布電容形成回路引起的[4],因此,降低du/dt是減小共模噪聲的有效途徑。常規(guī)降低du/dt的方法,通常使用吸收電容或采用零電壓開通(zero voltage switching, ZVS)的軟開關(guān)技術(shù)[5-6]。但過大的吸收電容,會(huì)造成過大的開通損耗,而對(duì)單相PFC電路來說,軟開關(guān)電路需要添加額外的輔助電路,增加成本,而且變換電路會(huì)變得更加復(fù)雜。與常規(guī)的吸收電路相比,無損吸收電路在功率器件關(guān)斷以后,把吸收電容中的能量傳送給負(fù)載或者回饋電源,不需要在功率器件內(nèi)部耗散掉,可以有效降低開關(guān)損耗,提高變換器的效率[7],而且無源無損吸收電路僅使用少量無源元件,不增加控制電路的復(fù)雜度,在單相PFC電路中,已得到廣泛應(yīng)用。

目前,針對(duì)吸收電路的研究大多將重點(diǎn)放在工作原理和電路拓?fù)渖?EMI抑制效果僅作為實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示。文獻(xiàn)[8]的實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明無源有損緩沖電路可以抑制高頻EMI,文獻(xiàn)[9]針對(duì)反激變換器提出一種新型無損吸收電路,該吸收電路的輻射干擾抑制效果顯著,但對(duì)傳導(dǎo)干擾頻段(150kHz～30MHz)的EMI抑制效果較差。文獻(xiàn)[10]分析了RC緩沖電路對(duì)開關(guān)震蕩的影響,指出增大吸收電容可以減小低頻震蕩,降低電磁噪聲,但是過大的吸收電容會(huì)使高頻震蕩惡化,不利于變換器的穩(wěn)定性。針對(duì)吸收電路在相對(duì)低頻段(通常為150kHz～5MHz)EMI抑制效果差的問題,文獻(xiàn)[11]提出一種將ZVS與周期擴(kuò)頻調(diào)制結(jié)合的EMI抑制方法,利用周期擴(kuò)頻可以擴(kuò)展開關(guān)頻帶寬度的特性,有效降低了低頻EMI,但該方法需要考慮擴(kuò)頻調(diào)制對(duì)ZVS的影響,增加了控制電路的設(shè)計(jì)難度。

為了改善無損吸收電路的低頻EMI抑制效果,本文提出一種基于混沌擴(kuò)頻的優(yōu)化方法。近年來,混沌擴(kuò)頻技術(shù)由于可以從源頭處降低電路的噪聲峰值且易于實(shí)現(xiàn),擴(kuò)頻效果相比周期擴(kuò)頻更好,因此受到了許多學(xué)者的關(guān)注,并且已有了豐富的成果[12-13]。本文以無源無損吸收Boost PFC變換器作為研究對(duì)象,通過分析無損吸收PFC變換器的共模EMI傳導(dǎo)路徑,構(gòu)建了共模EMI等效模型,揭示吸收電路抑制EMI的原理。在此基礎(chǔ)上,推導(dǎo)了混沌擴(kuò)頻調(diào)制下漏源電壓的功率譜密度函數(shù),證明混沌擴(kuò)頻無損吸收具有降低EMI峰值的能力,并進(jìn)行仿真驗(yàn)證。最后搭建實(shí)驗(yàn)平臺(tái),對(duì)變換器進(jìn)行相關(guān)的EMI測(cè)試,實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,混沌擴(kuò)頻無損吸收將共模EMI幅值降低了4～20 dBμV,且對(duì)變換器穩(wěn)定性影響小。

1 無損吸收PFC變換器

1.1 工作原理

無源無損吸收電路可在多種電力電子變換器中使用,其結(jié)構(gòu)具有相對(duì)普遍性。在中小功率Boost PFC變換器的傳導(dǎo)電磁干擾中,共模噪聲占主要地位,因此本文以小功率PFC變換器作為研究對(duì)象,分析無損吸收電路的共模EMI抑制效果,同時(shí)可以減少復(fù)雜拓?fù)湟l(fā)的其他干擾。

圖1 無損吸收Boost PFC電路拓?fù)銯ig.1 Lossless snubber Boost PFC circuit topology

一種具有無源無損吸收電路的Boost PFC變換器拓樸結(jié)構(gòu)如圖1所示。濾波電感L、開關(guān)管S、二極管VD0和輸出濾波電容Co構(gòu)成PFC變換器的主電路;虛線框中的二極管VD1、VD2、VD3、電感Lr、電容Cr和Cs構(gòu)成無源無損吸收電路。

無損吸收電路降低變換器du/dt的原理如下:在開關(guān)管斷開時(shí),由于電容Cs兩端的電壓不能突變,因此限制了漏源電壓vds的上升速率。之后無損吸收電路通過諧振,將吸收電路中的能量傳輸至負(fù)載,其工作模態(tài)如圖2所示。模態(tài)1,開關(guān)管S處于關(guān)斷狀態(tài),此模態(tài)與常規(guī)PFC電路開關(guān)管關(guān)斷時(shí)一致。模態(tài)2,開關(guān)管S開通,流過Lr的電流線性下降,由于開關(guān)頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于工頻,輸入電流iin在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)可近似認(rèn)為恒定不變,則漏源電流id開始線性上升。模態(tài)3,流過Lr的電流降至0后,二極管VD0關(guān)斷,VD2導(dǎo)通,Cs、Cr與Lr開始第一個(gè)諧振過程,此模態(tài)中Cs上的能量逐漸轉(zhuǎn)移至Cr與Lr中。模態(tài)4,Cs兩端電壓降為0,VD1導(dǎo)通,Cr與Lr開始第二個(gè)諧振過程,Lr上的能量轉(zhuǎn)移至Cr中。模態(tài)5,第二個(gè)諧振過程結(jié)束,此模態(tài)與常規(guī)PFC電路開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)一致,吸收電路的能量儲(chǔ)存在Cr中。模態(tài)6,開關(guān)管關(guān)斷,Cs限制了vds的上升速率,抑制了du/dt,同時(shí)VD3導(dǎo)通,Cr中的能量轉(zhuǎn)移至負(fù)載。

(a) 模態(tài)1

(b) 模態(tài)2

(c) 模態(tài)3

(d) 模態(tài)4

(e) 模態(tài)5

(f) 模態(tài)6

通過分析無損吸收電路的工作原理可知,吸收電路主要依靠吸收電容抑制開關(guān)管的du/dt。由于無損吸收電路可以通過諧振,將吸收電路中的能量傳輸至負(fù)載,其開通損耗相比常規(guī)吸收電路更小,因此在不影響變換器正常工作的情況下,無損吸收電路可以選擇容量更大的吸收電容,從而獲得更好的du/dt抑制效果。

1.2 共模EMI等效模型

為了明確du/dt對(duì)共模噪聲的影響,首先對(duì)無損吸收PFC變換器的共模EMI傳導(dǎo)路徑進(jìn)行分析,使用線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)(line impedance stabilization network, LISN)對(duì)EMI進(jìn)行測(cè)量時(shí),共模EMI的傳導(dǎo)路徑如圖3所示。開關(guān)管在開關(guān)過程中,高速跳變的漏源電壓vds通過開關(guān)管散熱片與保護(hù)地之間的寄生電容Cp形成共模噪聲傳導(dǎo)回路,共模電流iCM通過噪聲傳導(dǎo)回路造成共模電磁干擾。

為了量化分析無損吸收電路抑制共模EMI的原理,研究共模噪聲的來源,對(duì)共模電磁干擾傳導(dǎo)回路進(jìn)行等效處理。用LISN電阻上的電壓進(jìn)行衡量共模噪聲的大小,記L線上電阻RL的電壓為vL,N線上電阻RN的電壓為vN,共模噪聲電壓vCM可量化為

(1)

(a) 輸入電壓正半周

(b) 輸入電壓負(fù)半周

圖4 共模噪聲等效電路 Fig.4 Equivalent circuit of CM EMI

由于寄生電容Cp的容量通常很小,只有幾十皮法,而LISN中C1=1 μF,C2=0.1 μF,因此將式(1)與共模電磁干擾的傳導(dǎo)路徑結(jié)合,可以得到共模噪聲等效電路如圖4所示。圖中RLN=RL/2=RN/2=25 Ω。由圖4可知,高速跳變的漏源電壓vds是共模噪聲的主要來源,因此抑制du/dt可以直接降低共模EMI。

1.3 吸收電路共模EMI抑制效果

由于vds是共模噪聲的主要來源,因此對(duì)吸收電路共模EMI抑制效果的分析,可等價(jià)于分析吸收電路對(duì)vds頻譜的影響。為了簡化分析,通常將vds波形近似為梯形波。將vds分解為傅里葉級(jí)數(shù),可以得到各次諧波的幅值為

A(k)=2Atτwfs|sinc(kπfsτw)||sinc(kπfsτr)|,

(2)

式中:k=1,2,3…,表示諧波次數(shù);函數(shù)A(k)表示第k次諧波的幅值;函數(shù)sinc(x)=sinx/x;At為梯形波的幅值;fs為開關(guān)頻率;τw為電壓從上升至At/2到下降至At/2間的時(shí)間;τr為電壓的上升和下降時(shí)間。

由于所用的功率開關(guān)器件開關(guān)速度很快,漏源電壓的上升與下降時(shí)間很短,因此有τw?τr。根據(jù)式(2)可知,當(dāng)諧波次數(shù)大于1/(πfsτw)時(shí),諧波幅值的包絡(luò)線以-20 dB/dec的斜率衰減;當(dāng)諧波次數(shù)大于1/(πfsτr)時(shí),衰減斜率為-40 dB/dec。增大吸收電容,可以抑制du/dt,即減小vds的上升速率,增加vds的上升時(shí)間,使高次諧波在相對(duì)低的次數(shù)開始以-40 dB/dec的斜率衰減,幅值的衰減速率變得更快,從而降低了高頻的共模噪聲。為了保證變換器正常工作,吸收電容得取值不宜過大,導(dǎo)致無損吸收電路對(duì)相對(duì)低頻段的共模噪聲抑制效果差。

2 混沌擴(kuò)頻無損吸收

為了改善無損吸收電路的低頻EMI抑制效果,進(jìn)一步降低電路的共模噪聲,使用混沌擴(kuò)頻調(diào)制對(duì)無損吸收Boost PFC變換器進(jìn)行優(yōu)化。

混沌擴(kuò)頻通過擴(kuò)展開關(guān)頻譜,降低開關(guān)頻率及其倍頻處的噪聲峰值,從源頭處抑制EMI,同時(shí)因?yàn)榛煦鐢U(kuò)頻具有不改變電路結(jié)構(gòu)、不額外增加硬件的特點(diǎn),已被廣泛運(yùn)用于各類電力電子變換器中。實(shí)現(xiàn)混沌擴(kuò)頻調(diào)制的關(guān)鍵在于使開關(guān)變換器原本固定的開關(guān)頻率,在一定范圍內(nèi)混沌變化。使用混沌擴(kuò)頻調(diào)制后,PWM和開關(guān)管的漏源電壓波形如圖5所示。

圖5 PWM與漏源電壓波形Fig.5 Waveforms of PWM and drain-source voltage

根據(jù)圖5,可以列出vds的時(shí)域表達(dá)式:

(3)

式中vdsn(t)為

(4)

由于τn為前n-1個(gè)開關(guān)周期的累加,因此τn為一個(gè)混沌序列。根據(jù)τn定義一個(gè)時(shí)間連續(xù)函數(shù)N(t)[14],N(t)表示在時(shí)間間隔[0,t]內(nèi),包含vds梯形波的個(gè)數(shù)。

N(t)=max{n:τn

(5)

對(duì)于τN(T)≤T≤τN(T)+1,vds(t)的頻譜為

(6)

為了分析vds在基頻與倍頻處的能量分布,可使用功率譜密度進(jìn)行替換表示,功率譜密度常用于表征信號(hào)的功率在頻域上的分布。由UdsT(jf)計(jì)算混沌擴(kuò)頻后vds的功率譜密度P(f),可表示為

(7)

式中E(·)為期望求取函數(shù)。

將式(6)代入式(7),計(jì)算|UdsT(jf)|2可得

(8)

式中Δτ=τi-τm,ΔT=Ti-Tm。由于τn、Tn均為混沌序列,因此Δτ、ΔT是混沌變化的。

由式(8)的雙重求和項(xiàng)可知,擴(kuò)頻后,由于混沌序列具有無序性和遍歷性的特性,因此vds頻譜的分布相比擴(kuò)頻前均勻。結(jié)合式(7)與式(8)得到,無損吸收PFC變換器在混沌擴(kuò)頻后,vds集中在開關(guān)頻率及其倍頻處的能量被分散到具有一定帶寬的頻段上,使得vds的功率譜密度的峰值降低且具有連續(xù)性。

3 仿真分析

為了驗(yàn)證理論推導(dǎo)的準(zhǔn)確性,使用仿真軟件Saber對(duì)無損吸收和混沌擴(kuò)頻的共模EMI抑制效果進(jìn)行仿真分析,搭建具有無損吸收電路的Boost PFC變換器仿真模型,仿真參數(shù)見表1。

表1 Boost PFC變換器仿真參數(shù)Tab.1 Simulation parameters of Boost PFC converter

PFC變換器使用UC3854進(jìn)行控制,開關(guān)管選擇IRFP460?？紤]到Cs與開關(guān)損耗的關(guān)系,Cs的取值可由下式[15]計(jì)算得到:

(9)

式中:Csopt為Cs的最優(yōu)取值;Rg為柵極驅(qū)動(dòng)電阻;Cdg為開關(guān)管柵漏極寄生電容;Ug為柵極驅(qū)動(dòng)電壓。

經(jīng)計(jì)算與仿真測(cè)試,Cs取值5 nF。諧振電容Cr需要儲(chǔ)存無損吸收電路的能量,通常取值為Cs的10～30倍,本設(shè)計(jì)最終取值50 nF。

通過1.1節(jié)對(duì)無損吸收電路工作模態(tài)的分析可知,無損吸收電路存在Lr、Cr和Lr、Cr、Cs2個(gè)諧振過程。為了保證諧振過程不影響變換器的正常工作,諧振應(yīng)在開關(guān)管導(dǎo)通的時(shí)間內(nèi)完成,因此需滿足:

(10)

在不影響變換器正常工作的前提下,諧振電感Lr的取值越大,無損吸收電路的緩沖效果越好,因此本設(shè)計(jì)中選取Lr為1 μH。

為了分析無損吸收電路的效果,對(duì)常規(guī)與無損吸收PFC變換器進(jìn)行仿真,得到對(duì)應(yīng)的漏源電壓vds波形如圖6所示。根據(jù)圖6(a)可知,無損吸收電路降低了vds的上升速率,減小了開關(guān)管的du/dt;對(duì)比圖6(b)中常規(guī)電路與無損吸收的Uds頻譜,發(fā)現(xiàn)常規(guī)電路與無損吸收的Uds頻譜峰值均出現(xiàn)在開關(guān)頻率及其倍頻處,而且在高頻段,無損吸收的Uds頻譜峰值低于常規(guī)電路,與理論分析一致。

再對(duì)定頻與混沌擴(kuò)頻的無損吸收PFC變換器進(jìn)行仿真。使用蔡氏電路產(chǎn)生混沌信號(hào),擴(kuò)頻范圍為±10 kHz,得到定頻與混沌擴(kuò)頻下Uds的頻譜如圖7所示。仿真結(jié)果表明,在混沌擴(kuò)頻調(diào)制下無損吸收PFC變換器的Uds頻譜連續(xù)性好,且擴(kuò)頻后的頻譜峰值低于定頻的。仿真結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的準(zhǔn)確性,混沌擴(kuò)頻具有優(yōu)化無損吸收EMI抑制效果的能力。

(a) 漏源電壓波形

(b) 漏源電壓頻譜

圖7 定頻與混沌擴(kuò)頻的漏源電壓頻譜Fig.7 Drain-source voltage spectrum under constant frequency and chaotic spread spectrum

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證理論推導(dǎo)與仿真的準(zhǔn)確性,搭建Boost PFC變換器,實(shí)驗(yàn)電路圖如圖8所示,樣機(jī)如圖9所示,樣機(jī)參數(shù)與仿真參數(shù)一致。

圖8 實(shí)驗(yàn)電路圖Fig.8 Circuit experiment

圖9 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)Fig.9 Experiment platform

使用模擬電路產(chǎn)生蔡氏混沌信號(hào),混沌吸引子如圖10所示。擴(kuò)頻后,UC3854芯片14引腳處的鋸齒波延時(shí)1 s的波形如圖11所示,開關(guān)信號(hào)在時(shí)域上抖動(dòng)。

圖10 混沌吸引子Fig.10 Chaotic attractor

圖11 鋸齒波波形Fig.11 Sawtooth waveform

圖12 共模EMI頻譜波形Fig.12 CM EMI spectrum waveforms

首先進(jìn)行電磁干擾測(cè)試,分別在常規(guī)電路、無損吸收和混沌擴(kuò)頻無損吸收狀態(tài)下,測(cè)量PFC變換器的共模EMI頻譜,如圖12所示。根據(jù)共模EMI的頻譜可知,在0.15～4 MHz頻段,無損吸收與常規(guī)電路的頻譜相似,在4～30 MHz頻段,無損吸收的共模EMI頻譜峰值降低了4～10 dBμV。對(duì)比常規(guī)電路與混沌擴(kuò)頻無損吸收的共模EMI頻譜發(fā)現(xiàn),混沌擴(kuò)頻無損吸收的共模EMI頻譜連續(xù)性好;在0.15～4 MHz頻段,混沌擴(kuò)頻無損吸收的共模EMI峰值比常規(guī)電路降低了6～20 dBμV;在4～30 MHz頻段,共模EMI降低了4～20 dBμV。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,對(duì)比無損吸收電路,混沌擴(kuò)頻無損吸收在低頻段的共模EMI抑制能力得到明顯改善,在高頻段的抑制效果也優(yōu)于無損吸收,與理論推導(dǎo)、仿真分析一致。

最后進(jìn)行電源穩(wěn)定性測(cè)試,分別測(cè)量常規(guī)電路與混沌擴(kuò)頻無損吸收狀態(tài)下PFC變換器的輸入電壓、電流與輸出電壓,如圖13所示。

(a) 常規(guī)電路

(b) 混沌擴(kuò)頻無損吸收

經(jīng)測(cè)量可得,常規(guī)電路的功率因數(shù)為99.4%,混沌擴(kuò)頻無損吸收電路的功率因數(shù)為99.4%。由于混沌擴(kuò)頻無損吸收電路的作用頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于工頻,因此混沌擴(kuò)頻無損吸收電路對(duì)變換器的穩(wěn)定性影響小。

5 結(jié)語

針對(duì)高頻開關(guān)電源電磁干擾嚴(yán)重的問題,本文通過建立無損吸收PFC變換器的共模EMI模型,分析無損吸收的EMI抑制效果,提出了一種將無源無損吸收電路與混沌擴(kuò)頻結(jié)合的共模EMI抑制方法。該方法改善了無損吸收電路低頻EMI抑制效果差的問題,且進(jìn)一步降低高頻EMI的峰值,同時(shí),該方法可以降低開關(guān)管損耗,提高變換器效率,且無需采用輔助電路,易于應(yīng)用。最后電磁干擾測(cè)試結(jié)果表明,混沌擴(kuò)頻無損吸在低頻段減少共模EMI幅值4～20 dBμV,在高頻段的抑制效果也優(yōu)于無損吸收,同時(shí)電源穩(wěn)定性測(cè)試證明混沌擴(kuò)頻無損吸收對(duì)Boost PFC變換器的穩(wěn)定性影響小。