饒杰 鄭和俊 嚴(yán)云發(fā)

（國(guó)家精密微特電機(jī)工程技術(shù)研究中心 貴州省貴陽(yáng)市 550081）

1 序言

電磁兼容是指電子、電氣設(shè)備或系統(tǒng)的一種工作狀態(tài)，工作在電磁兼容狀態(tài)下的系統(tǒng)間不會(huì)因?yàn)閮?nèi)部或彼此間的電磁騷擾而互相影響正常工作[1]。電磁騷擾產(chǎn)生并影響電子系統(tǒng)正常工作需具備的要素有：

（1）騷擾源；

（2）騷擾耦合路徑；

（3）電磁敏感器件。

在系統(tǒng)中，任何電子設(shè)備即可能成為騷擾源也可能成為敏感設(shè)備，因此須從兩個(gè)角度對(duì)設(shè)備的電磁兼容性(Electromagnetic Compatibility, EMC)進(jìn)行要求：

（1）具備抵抗一定程度電磁騷擾的能力，即電磁騷擾抗擾度(Electromagnetic Susceptibity, EMS)；

（2）不產(chǎn)生超過(guò)限度的電磁騷擾，即電磁騷擾發(fā)射特性(Electromagnetic Interference, EMI)。

由于耦合路徑的不同，EMC 性能的要求分為傳導(dǎo)和輻射和兩個(gè)維度。因此EMC 考核主要包含了輻射抗擾度(RS)、傳導(dǎo)抗擾度(CS)、輻射發(fā)射(RE)、傳導(dǎo)發(fā)射(CE)四個(gè)反面。

2 AC/DC電源變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)組成

圖1 為某型號(hào)設(shè)計(jì)的彈載AC/DC 電源變換器的拓?fù)潆娐?。采用了三相不控整流將彈上輸入?15/400Hz三相交流電轉(zhuǎn)換為270V 左右的高壓直流電，經(jīng)過(guò)濾波整形后進(jìn)入到全橋逆變電路，該電路采用了開關(guān)頻率為220kHz 的移相全橋逆變電路，逆變后獲得±270V 的交流方波電并經(jīng)由匝比為7:1 的主變壓器壓降后傳輸至副邊，副邊采用全波整流將輸入的低壓交流方波電轉(zhuǎn)換為28.5V 電壓輸出，經(jīng)濾波整形后輸出穩(wěn)定的28.5V 電壓為彈上設(shè)備供電。

圖1：AC/DC 電源變化器拓?fù)潆娐?/p>

3 電源變化器電磁騷擾產(chǎn)生機(jī)分析

根據(jù)上述拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，電源變換器整個(gè)功率變換過(guò)程中分別經(jīng)歷了一次整流、全橋逆變、變壓器降壓、二次整流等四次變換過(guò)程。每次變化過(guò)程中均可能產(chǎn)生開關(guān)尖峰以及浪涌尖峰并產(chǎn)生高強(qiáng)度電磁騷擾。導(dǎo)致電源變換器電磁輻射發(fā)射超限值的騷擾頻率往往出現(xiàn)在開關(guān)頻率、開關(guān)頻率半頻或開關(guān)頻率高倍頻。騷擾值所在頻率與設(shè)備等效發(fā)射天線模型有關(guān)，與等效發(fā)射天線同頻率的電磁騷擾通常發(fā)射效率高，騷擾幅值強(qiáng)[2]。

3.1 整流電路騷擾產(chǎn)生

在整流電路中，二極管不會(huì)工作在理想二極管狀態(tài)，而是具有一定的反向恢復(fù)現(xiàn)象。在整流二極管外電場(chǎng)由正向切換至反向時(shí)，PN 結(jié)中儲(chǔ)存的少數(shù)電荷會(huì)被迅速拉回，產(chǎn)生反向漂移電流[3]。由于另一橋臂的整流管已經(jīng)開始正向?qū)ǎ谳斎腚娫撮g產(chǎn)生短暫的短路效應(yīng)，并在回路中產(chǎn)生較大的di/dt，回路中感性元件會(huì)對(duì)電流的劇烈變換產(chǎn)生抑制，進(jìn)而在電路中形成較大電壓尖峰，具體電壓尖峰為：

式中：Vre為二極管反向尖峰，單位為V；

Leq為電路的等效電感，單位H；

di/dt為電流變換率，單位A/s；

反向尖峰值會(huì)因?yàn)殡娫醋儞Q器中分布電容與分布電感的存在，將騷擾通過(guò)輻射和傳導(dǎo)方式在內(nèi)部傳輸，并通過(guò)等效發(fā)射天線向外輻射電磁騷擾，影響系統(tǒng)中相鄰設(shè)備的正常工作。

3.2 逆變電路EMI機(jī)理分析

目前功率開關(guān)管的開關(guān)速度已經(jīng)發(fā)展到納秒級(jí)別。在開通和關(guān)斷瞬間會(huì)產(chǎn)生很高的電流變換率du/dt和di/dt。其中，du/dt的產(chǎn)生會(huì)因?yàn)殡娐?、結(jié)構(gòu)中分布電容的存在，會(huì)在開關(guān)電源電路中產(chǎn)生串?dāng)_；而di/dt的產(chǎn)生會(huì)由于變壓器漏感的存在，在MOSFET 關(guān)斷瞬間產(chǎn)生較高的電壓尖峰，通常稱為漏感尖峰，帶來(lái)MOSFET過(guò)壓擊穿風(fēng)險(xiǎn)的同時(shí)產(chǎn)生電磁騷擾[4]。如圖2 所示為在400V/20A 條件下測(cè)試的MOSFET 的關(guān)斷波形，黃色曲線MOSFET 漏源極（DS）間的電壓，藍(lán)色曲線為電流曲線，在MOSFET 關(guān)斷瞬間，MOSFET 正向電流由20A 迅速降低至0A，DS 電壓由0V 增加至400V，其中漏壓尖峰達(dá)到了600V，并呈阻尼振蕩式恢復(fù)，該尖峰進(jìn)入到變壓器初級(jí)線圈后會(huì)形成磁化沖擊電流瞬變，通過(guò)變壓器磁性將電磁騷擾輻射至設(shè)備內(nèi)部，并進(jìn)行干擾輻射與傳導(dǎo)。

圖2：MOSFET 關(guān)斷波形

此外，若將梯形波進(jìn)行分析，從梯形波的頻譜特性得知，其上升沿越緩，產(chǎn)生的高頻分量就越少，不易產(chǎn)生電磁干擾。但對(duì)于MOSFET 等開關(guān)器件，更低的di/dt、du/dt意味著更慢的開關(guān)速度、更大的開關(guān)損耗，這與當(dāng)前開關(guān)電源的發(fā)展趨勢(shì)相違背，因此在電源變換器設(shè)計(jì)時(shí)必須對(duì)電源性能指標(biāo)和電磁兼容性進(jìn)行取舍及平衡。

3.3 控制電路騷擾分析

控制電路需要對(duì)輸出電壓進(jìn)行采樣并為MOSFET提供周期性實(shí)時(shí)變換且驅(qū)動(dòng)功率足夠的PWM 控制波形。為了獲得更好的閉環(huán)控制效果，需保證電路產(chǎn)生的PWM 驅(qū)動(dòng)波形具備響應(yīng)速度快、波形規(guī)整的特點(diǎn)。相較于MOSFET 的開關(guān)波形，PWM 控制波形更接近方波。因?yàn)槠洳ㄐ紊仙馗盖?，控制電路?huì)產(chǎn)生更多高頻分量的電磁騷擾[5]。

4 AC/DC電源變換器電磁兼容設(shè)計(jì)

電磁兼容設(shè)計(jì)必須在完成設(shè)備功能、指標(biāo)、體積、重量、經(jīng)濟(jì)性設(shè)計(jì)等前提下開展，可以圍繞電磁騷擾三要素中一個(gè)或多個(gè)展開。對(duì)于電源變換器，電磁兼容設(shè)計(jì)常用設(shè)計(jì)方法有：

4.1 元器件選擇

電源變換器對(duì)元器件電磁電磁兼容性的考評(píng)必須結(jié)合電路原理開展，本文針對(duì)開關(guān)電源電路中主要元器件選型進(jìn)行概述：

（1）整流二極管。選擇反向恢復(fù)時(shí)間短、反正恢復(fù)電流小的整流二極管。以SiC、GaN 為代表的第三代寬禁帶半導(dǎo)體材料基礎(chǔ)的肖特基二極管，由于材料禁帶寬，載流子漂移難度大，其反向恢復(fù)特性近乎能夠忽略，但因其較難的工藝水平和高額的成本，售價(jià)較高[6]。

（2）功率開關(guān)管。根據(jù)MOSFET 關(guān)斷尖峰值的計(jì)算公式，選擇開關(guān)速度慢的MOSFET 以降低di/dt值，這對(duì)于關(guān)斷尖峰的降低有顯著作用，但會(huì)降低電源性能。此外，MOSFET 的反向體二極管在逆變電路中會(huì)起到續(xù)流作用，體二極管同樣會(huì)因?yàn)榉聪蚧謴?fù)特性產(chǎn)生反向恢復(fù)尖峰，因此可以選用如SiC MOSFET 其內(nèi)部寄生的肖特基二極管反向恢復(fù)電流小，可降低反向恢復(fù)產(chǎn)生的噪聲。

（3）電容選型。電容器指標(biāo)中寄生參數(shù)ESR、ESL 對(duì)電磁兼容設(shè)計(jì)影響較大。ESR 過(guò)大會(huì)因?yàn)殚_關(guān)電源紋波電流產(chǎn)生較大的“紋波”峰峰值，形成電磁騷擾。ESL 參數(shù)則會(huì)影響電容的高頻特性，理想的濾波電容為一個(gè)簡(jiǎn)單的低通濾波器，其理想阻抗為：

式中：Zc為電容的阻抗，單位為Ω；

ω為角頻率，單位為rad/s；

C為電容值，單位為F。

但實(shí)際的電容伴隨著寄生電阻合寄生電感，其阻抗變成了：

式中：Zc為電容的阻抗，單位為Ω；

ω為角頻率，單位為rad/s；

C為電容值，單位為F；

LC為寄生電感值，單位為H；

RC為電容寄生電阻值，單位為Ω。

寄生電阻值影響很小，但寄生電感的存在會(huì)導(dǎo)致在頻率上升至一定值后，電容對(duì)高頻信號(hào)的阻抗在高頻下的阻抗升高，導(dǎo)致電容無(wú)法將高頻信號(hào)濾除。

（4）磁性元器件設(shè)計(jì)。在磁性元件設(shè)計(jì)和選型時(shí)需考慮其綜合性能及寄生參數(shù)：①優(yōu)化繞制方法降低變壓器漏感，減小漏感尖峰；②減小線圈寄生電容的存在，避免串?dāng)_的形成；③在恒磁場(chǎng)騷擾環(huán)境中，選擇軟磁磁芯，避免磁芯受干擾飽和。

4.2 尖峰吸收電路設(shè)計(jì)

可針對(duì)電路尖峰類型設(shè)計(jì)吸收電路對(duì)電壓尖峰進(jìn)行吸收及濾除以降低尖峰帶來(lái)的騷擾問(wèn)題。RC 電路、RCD 電路、LC 電路、TVS 二極管、氣體放電管、雪崩二極管及壓敏電阻等可對(duì)開關(guān)電源電路中產(chǎn)生的電壓尖峰進(jìn)行吸收泄放[7]。

4.3 PCB設(shè)計(jì)

電源變換器的PCB 需要進(jìn)行大功率強(qiáng)電傳輸、輸出采樣、PWM 控制及驅(qū)動(dòng)變換，存在強(qiáng)弱電混合工況。對(duì)PCB 電磁兼容進(jìn)行設(shè)計(jì)須考慮到以下幾個(gè)因素：

（1）減小PCB 電路環(huán)路面積，避免出現(xiàn)不同電路的環(huán)路重疊。

（2）強(qiáng)弱電、高低頻等不相容電路，應(yīng)盡量遠(yuǎn)離且不走平行線。

（3）保證PCB 設(shè)計(jì)有良好阻抗匹配性，避免因信號(hào)反射導(dǎo)致駐波騷擾。

（4）如散熱片等無(wú)電氣連接且懸空的金屬應(yīng)就近接地，避免天線的形成。

4.4 電源EMI濾波器設(shè)計(jì)

EMI 濾波器分為反射式和吸收式。吸收式濾波器是利用鐵氧體在高頻下的渦流特性吸收傳輸線上的電磁騷擾，反射式濾波器根本上是LC 低通濾波器，將其安裝在電路中，能夠阻礙騷擾信號(hào)的傳輸并濾除[8]。

由于EMI 騷擾可以分為差模騷擾和共模騷擾，反射式EMI 濾波電路通常由共模濾波電路、差模濾波電路兩部分組成。由Y 電容（也稱共模電容）和共模電感組成共模濾波；由X 電容（也稱為差模電容）與差模電感組成差模濾波。必要時(shí)可在電源變換器不同電路間采用EMI 濾波電路，避免電路間騷擾的相互傳導(dǎo)。式4是EMI 濾波器插入損耗的計(jì)算公式，合理的插入損耗設(shè)計(jì)能夠降低特定頻率下的電磁騷擾幅值，是EMI 濾波器的關(guān)鍵性能指標(biāo)。

式中：Loss為插入損耗，單位為dB；

U1為特定頻率下，使用濾波器前傳輸?shù)男盘?hào)幅值，單位為V；

U2為特定頻率下，使用濾波器前傳輸?shù)男盘?hào)幅值，單位為V。

4.5 屏蔽設(shè)計(jì)

屏蔽設(shè)計(jì)往往是電磁兼容設(shè)計(jì)中最常見(jiàn)也是最有用一種方式，屏蔽技術(shù)分為主動(dòng)屏蔽和被動(dòng)屏蔽，主動(dòng)屏蔽為屏蔽噪聲源，防止噪聲源向外輻射，被動(dòng)屏蔽為屏蔽敏感設(shè)備，防止敏感設(shè)備向外輻射場(chǎng)。電源變換器屏蔽設(shè)計(jì)時(shí)可考慮以下幾點(diǎn)：

（1）根據(jù)實(shí)際應(yīng)用場(chǎng)景選擇屏蔽金屬材料或吸波材料[10]。

（2）屏蔽殼必須良好接地，保證電磁騷擾能夠通過(guò)屏蔽殼導(dǎo)向大地。

（3）由于金屬零件間接觸面往往存在縫隙，會(huì)導(dǎo)致部分騷擾頻率的通過(guò)，可從以下幾方面升屏蔽殼的導(dǎo)電連續(xù)性：①避免使用拼裝式結(jié)構(gòu)；②緊固件均勻且緊密分布；③接觸面使用導(dǎo)電襯墊進(jìn)行密封。

（4）分艙屏蔽。由于電源變換器可能存在多次電能變換過(guò)程，每次電能變換過(guò)程都會(huì)產(chǎn)生頻率和強(qiáng)度不一的電磁騷擾。為了防止在屏蔽機(jī)殼內(nèi)不斷反射吸收形成駐波并發(fā)生混響室效應(yīng)，在進(jìn)行結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)時(shí)，可分別對(duì)整流電路、逆變電路、變壓器及PCB 采取分艙隔離的方法。

4.6 接地設(shè)計(jì)

接地能夠?yàn)殡娮釉O(shè)備提供等效點(diǎn)位或等效點(diǎn)位面，但不同的地點(diǎn)位間會(huì)因寄生電感的存在，在高頻下呈高阻抗?fàn)顟B(tài)，因此高頻騷擾會(huì)在不同地點(diǎn)位間會(huì)產(chǎn)生電位差，導(dǎo)致高頻共模騷擾耦合至電路中。在接地設(shè)計(jì)時(shí)，可采用分地、組合式等接地的方法以減小地線間的阻抗。必要時(shí)采用隔離技術(shù)，將不同電路間的地回路隔離開，避免共地線阻抗耦合現(xiàn)象的發(fā)生。

4.7 功率因素校正

以三相輸入交流電為例，由于整流二極管導(dǎo)通角小及濾波電容的存在，整流后的波形會(huì)畸變，形成無(wú)功功耗并產(chǎn)生諧波電流造成電磁騷擾。功率因素校正分為被動(dòng)功率因素校正和主動(dòng)功率因素校正，被動(dòng)功率因素校正通過(guò)加入電感對(duì)電壓、電流間相位進(jìn)行補(bǔ)償，能夠?qū)⑷嘟涣麟姷墓β室蛩靥嵘?5%左右，主動(dòng)式功率因素校正通過(guò)在PFC 電路中加入開關(guān)管，對(duì)功率因素進(jìn)行動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)，能夠?qū)⒐β室蛩靥嵘?9%，可作為提升交流輸入電源電磁兼容性、降低無(wú)功功耗的有效手段[9]。

5 試驗(yàn)結(jié)果

根據(jù)電源變換器指標(biāo)需求，結(jié)合開關(guān)電源原理分析和上述電磁兼容設(shè)計(jì)方法，設(shè)計(jì)了一款700W 電源變換器，通過(guò)了飛機(jī)供電特性、傳導(dǎo)抗擾度、輻射抗擾度、傳導(dǎo)騷擾、輻射騷擾等測(cè)試驗(yàn)考核，電源變換器獲得了良好的電磁兼容性。因篇幅原因，本文僅列出A 相輸入CE102 測(cè)試曲線及水平極化2M-30M 頻率范圍內(nèi)RE102測(cè)試曲線，分別如圖3、圖4 所示。

圖3：10k ～10MHz 頻率A 相輸入電源CE102 測(cè)試曲線

圖4：水平極化2M ～30MHz 頻率RE102 測(cè)試曲線

6 結(jié)論

（1）根據(jù)電源變換器功能及換流原理，分析了電源變換器電磁騷擾產(chǎn)生機(jī)理；

（2）介紹了電源變換器電磁兼容設(shè)計(jì)常用方法；

（3）結(jié)合電磁兼容設(shè)計(jì)方法，采用分艙屏蔽和組合濾波的設(shè)計(jì)方式，設(shè)計(jì)了一款700W 電源變換器，電源變換器獲得了良好的電磁兼容性能。