王 朋，郝志娟

（中國(guó)電子科技集團(tuán)公司 第十三研究所，河北 石家莊 050051）

0 引 言

混頻器利用肖特基二極管的非線性特性實(shí)現(xiàn)對(duì)信號(hào)的頻率變換，在微波收發(fā)系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)頻譜搬移，是無線通信系統(tǒng)中最關(guān)鍵的元器件之一。在接收機(jī)中，混頻器將接收到的射頻信號(hào)變頻為較低頻率的中頻信號(hào)，便于采樣處理。在發(fā)射機(jī)中，利用混頻器將中頻信號(hào)上變頻為射頻信號(hào)，由天線發(fā)射出去[1-4]。

對(duì)于混頻器的技術(shù)指標(biāo)，尤其是本振和射頻端口間隔離度的高低水平、M×N次組合雜散的抑制度的高低水平，直接影響整個(gè)系統(tǒng)的抗干擾能力和信號(hào)的頻譜純度等整體性能。近年來，為滿足通信系統(tǒng)及雷達(dá)系統(tǒng)小型化、高性能的需求，混頻器正朝著單片集成的方向發(fā)展，芯片的面積越來越小，對(duì)混頻器的隔離度和雜散抑制度指標(biāo)也提出了更高的要求。

本文中的混頻器微波集成電路（Monolithic Microwave Integrated Circuit，MMIC）主要采用雙平衡混頻的方式實(shí)現(xiàn)，基于GaAs pHEMT 工藝平臺(tái)開展毫米波雙平衡混頻器MMIC 的研究和設(shè)計(jì)，提出了一種新型的巴倫結(jié)構(gòu)，擴(kuò)展了巴倫的工作帶寬，降低了幅度/相位平衡性，最終實(shí)現(xiàn)了射頻頻率和本振頻率覆蓋15 ～40 GHz、中頻頻率覆蓋DC-18 GHz、本振端口和射頻端口之間的隔離度高達(dá)50 dB 以上，同時(shí)提高了M×N次組合雜散的抑制度。將其應(yīng)用在整機(jī)系統(tǒng)中，大大提高了整機(jī)的抗干擾能力和信號(hào)的頻譜純度。

1 雙平衡混頻器的設(shè)計(jì)

1.1 雙平衡混頻器的原理

本文設(shè)計(jì)的寬帶雙平衡混頻器主要由2 個(gè)寬帶螺旋式巴倫和環(huán)形二極管堆組成，其中環(huán)形二極管由4 個(gè)首尾相接的肖特基二極管構(gòu)成[5,6]。該雙平衡混頻器主要包括環(huán)形結(jié)構(gòu)的4 個(gè)肖特基二極管、射頻端口和本振端口的巴倫轉(zhuǎn)換器以及中頻端口的抽頭輸出，電路結(jié)構(gòu)如圖1 所示。

圖1 雙平衡混頻器的電路結(jié)構(gòu)

由于ULO>>URF，ULO控制著二極管開啟與關(guān)斷。在ULO正半周時(shí)，二極管D1、D2導(dǎo)通，D3、D4截止。此時(shí)，可以推算得到二極管D1、D2兩端的電壓分別為

根據(jù)式（1）可推導(dǎo)出

式中：iD1、iD2分別為二極管D1、D2中流過的電流；RL為負(fù)載電阻；RD為二極管的導(dǎo)通電阻。

在ULO負(fù)半周時(shí)，二極管D3、D4導(dǎo)通，D1、D2截止。此時(shí)，可以推算得到二極管D3、D4兩端的電壓分別為

根據(jù)式（3）可推導(dǎo)出

式中：iD3、iD4分別為二極管D3、D4中流過的電流。

負(fù)載RL中流過的總電流為

因?yàn)镾2(ωLOt)無偶次分量，所以雙平衡混頻器的中頻輸出中不包含URF、ULO的基波分量與偶次分量及偶次諧波的組合分量，這表明雙平衡混頻器的輸出雜散更少、頻譜更干凈。

基于結(jié)構(gòu)的對(duì)稱性，任意時(shí)刻流過本振與射頻線圈2 個(gè)部分的電流均相同，因此環(huán)形混頻具有良好的端口隔離特性。環(huán)形混頻器靠4 只工作在線性時(shí)變狀態(tài)的二極管完成混頻，當(dāng)器件的對(duì)稱性良好時(shí)，不但能抑制載漏與交調(diào)，還能獲得良好的端口間隔離度。

1.2 新型螺旋式Marchand 巴倫

巴倫是實(shí)現(xiàn)寬帶混頻器的關(guān)鍵，常用的無源巴倫結(jié)構(gòu)有變壓器巴倫、平行線巴倫以及Marchand 巴倫[7,8]。為了減小耦合線所占的面積，本文采用螺旋式Marchand 巴倫，該巴倫不但擁有較寬的工作帶寬，其插入損耗也較小[9,10]。

為進(jìn)一步優(yōu)化寬帶巴倫的幅度/相位平衡性，并得到更寬的帶寬，本文提出了一種新型的巴倫結(jié)構(gòu)。在Marchand 巴倫的基礎(chǔ)上，通過在合適的位置增加補(bǔ)償耦合線，增強(qiáng)信號(hào)間的耦合強(qiáng)度，有效補(bǔ)償巴倫的幅度平衡度和相位平衡度。新型螺旋式Marchand巴倫的基本結(jié)構(gòu)如圖2 所示。

圖2 新型Marchand 巴倫結(jié)構(gòu)

采用新型巴倫結(jié)構(gòu)，在保證工作帶寬的基礎(chǔ)上進(jìn)一步改善巴倫的共模抑制比，實(shí)現(xiàn)超寬帶超低幅相平衡性。改善后的幅度平衡度小于±0.4 dB，相位平衡度小于±5°，大大提高了混頻器的隔離度和M×N次組合雜散的抑制度。

1.3 肖特基二極管

混頻的核心是利用非線性元器件對(duì)信號(hào)進(jìn)行非線性變換，典型的非線性器件為肖特基勢(shì)壘二極管，本文采用GaAs pHEMT 工藝的肖特基二極管作為混頻單元。肖特基二極管的特性主要由柵指和柵寬來決定，柵指越多、柵寬越大，二極管的內(nèi)阻越小，功率密度越大，混頻器的插損越小，但會(huì)產(chǎn)生較大的寄生電容。在毫米波頻段，為了減少寄生效應(yīng)，混頻器中二極管常常選擇較小的柵指和柵寬。對(duì)于本文設(shè)計(jì)的毫米波雙平衡混頻器，采用2×15 μm 的肖特基二極管結(jié)構(gòu)。在版圖設(shè)計(jì)中，需要注意4 個(gè)二極管的完全一致性和對(duì)稱性。

2 混頻器的整體仿真及測(cè)試結(jié)果

基于上述設(shè)計(jì)思路及方法，采用0.15 μm GaAs pHEMT 成熟工藝，設(shè)計(jì)并流片一款工作于15 ～40 GHz 頻率的寬帶混頻器芯片。使用電磁仿真軟件中諧波平衡仿真控件、優(yōu)化控件等，對(duì)寬帶巴倫和混頻器整體電路進(jìn)行原理圖和版圖優(yōu)化仿真設(shè)計(jì)。整版仿真的原理如圖3 所示。最終版圖仿真曲線如圖4 所示。在15 ～40 GHz 頻率范圍內(nèi)，變頻損耗小于10 dB，中頻帶寬覆蓋DC-18 GHz，本振-射頻隔離度大于45 dB，設(shè)計(jì)指標(biāo)滿足要求。

圖3 整版仿真原理

圖4 仿真曲線

混頻器電路經(jīng)過工藝加工流片、劃片、載體裝配及矢網(wǎng)測(cè)試，15 ～40 GHz 寬帶混頻器芯片的實(shí)測(cè)曲線如圖5 所示。

圖5 測(cè)試曲線

在15 ～40 GHz 的頻率范圍內(nèi)，變頻損耗小于10 dB，帶內(nèi)波動(dòng)小于2 dB，中頻帶寬覆蓋DC-18 GHz，本振到射頻的隔離度在50 dB 以上，均滿足指標(biāo)要求，并且實(shí)際測(cè)試曲線與仿真曲線的趨勢(shì)一致。

3 結(jié) 論

基于GaAs pHEMT 工藝平臺(tái)，采用pHEMT 工藝的肖特基二極管和新型巴倫結(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)研發(fā)了一款毫米波寬帶雙平衡混頻器芯片。從測(cè)試結(jié)果可以看出，該芯片在15 ～40 GHz 頻段范圍變頻損耗小于10 dB，本振到射頻的隔離度在50 dB 以上，同時(shí)提高了M×N次組合雜散抑制度。該芯片能滿足毫米波段收發(fā)系統(tǒng)的使用要求，已在整機(jī)系統(tǒng)中得到驗(yàn)證，各項(xiàng)指標(biāo)均滿足要求，整機(jī)的抗干擾能力得到了提高。