高燕妮

(四川郵電職業(yè)技術(shù)學(xué)院,四川 成都 610067)

0 引言

5G已逐步商業(yè)化,與4G主要關(guān)注的移動(dòng)寬帶業(yè)務(wù)不同,其應(yīng)用場(chǎng)景和業(yè)務(wù)類(lèi)型都更加豐富,主要包括eMBB業(yè)務(wù)、mMTC業(yè)務(wù)、uRLLC業(yè)務(wù),多樣化業(yè)務(wù)需求對(duì)5G的波形設(shè)計(jì)提出了要求[1]。正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)是一種4G標(biāo)準(zhǔn),利用多個(gè)非重疊的正交子載波進(jìn)行信號(hào)傳輸,被用于許多通信,例如3GPP LTE、Wi-Fi和Wi-Max等。嚴(yán)格的正交性使得OFDM對(duì)定時(shí)誤差和載波頻率偏移(Carrier Frequency Offset,CFO)誤差敏感,OFDM通過(guò)添加CP來(lái)消除ISI,針對(duì)mMTC業(yè)務(wù)、uRLLC業(yè)務(wù)這類(lèi)短小數(shù)據(jù)包的傳輸,這種方式無(wú)疑增加了開(kāi)銷(xiāo),降低了頻譜效率[2]。目前6 G的研發(fā)工作已經(jīng)啟動(dòng),6 G中業(yè)務(wù)類(lèi)型更加多樣化,頻譜效率要求更高,連接數(shù)更多[3],為了滿(mǎn)足6 G在連接數(shù)、頻譜效率、時(shí)延、速率等方面的需求,研究人員提出了多種替代OFDM的新型多載波:濾波器組多載波(Filter Bank Multi-carrier,FBMC)、通用濾波多載波(Universal Filtered Multi-carrier,UFMC)和濾波型的OFDM(F-OFDM)[4]。在OFDM的所有替代波形中,UFMC被認(rèn)為是短突發(fā)傳輸?shù)淖罴堰x擇,并已在上行鏈路協(xié)調(diào)多點(diǎn)(Coordinated Multi-Point,CoMP)場(chǎng)景中成功實(shí)現(xiàn)[5]。UFMC被視為介于OFDM和FBMC之間的中間技術(shù),它結(jié)合了OFDM的簡(jiǎn)單性和FBMC的抗干擾性,UFMC中的濾波操作是在一組連續(xù)子載波上執(zhí)行的,這大大縮短了濾波器長(zhǎng)度,因此,與FBMC相比,UFMC實(shí)現(xiàn)復(fù)雜性以及傳輸延遲顯著降低,同時(shí)UFMC不需要插入循環(huán)前綴或保護(hù)間隔,從而大大提高了頻譜效率[6]。與OFDM添加CP對(duì)抗多徑干擾不同,在UFMC系統(tǒng)中通過(guò)濾波形成的緩降區(qū)為對(duì)抗ISI提供“軟保護(hù)”作用,但在延遲較大時(shí)這種“軟保護(hù)”效果并不能很好地抑制ISI,同時(shí)系統(tǒng)也會(huì)因?yàn)檎恍缘钠茐亩a(chǎn)生ICI[7],采用相應(yīng)的均衡技術(shù)來(lái)減小干擾、降低接收端信號(hào)的誤比特率,對(duì)提高UFMC系統(tǒng)的傳輸性能具有重要的意義。目前,針對(duì)UFMC接收機(jī)均衡方面,多數(shù)采用單抽頭均衡,缺乏對(duì)ISI和ICI的考慮。田廣東等[8]提出一種基于最小自適應(yīng)算法(Least Mean Square,LMS)進(jìn)行干擾消除,其主要考慮頻偏引起的ICI以及子帶間干擾(Inter Band Interference,IBI),但對(duì)于ISI嚴(yán)重的信道環(huán)境,該算法存在一個(gè)啟動(dòng)模式,收斂速度慢。余翔等[9]提出一種并行干擾抵消均衡算法,但具體抵消過(guò)程中只考慮了部分載波,抑制效果受限。本文針對(duì)上述問(wèn)題,在多徑信道中UFMC系統(tǒng)干擾分析的基礎(chǔ)上,采用時(shí)域判決反饋消除ISI,根據(jù)MMSE準(zhǔn)則抑制ICI,最后仿真證明這種方法應(yīng)用到UFMC中能夠很好地降低誤碼率,提升系統(tǒng)性能。

1 UFMC系統(tǒng)模型及干擾分析

相較于OFDM系統(tǒng),新型多載波UFMC系統(tǒng)在設(shè)計(jì)上不添加CP,增加子帶濾波環(huán)節(jié)。在OFDM中添加CP的目的是減少多徑信道帶來(lái)的干擾,UFMC在這方面,主要利用濾波形成的緩降區(qū)為對(duì)抗ISI提供“軟保護(hù)”作用,但當(dāng)多徑延遲較大時(shí),這種“軟保護(hù)”效果不及OFDM中CP的作用,特別是應(yīng)用于短突發(fā)包傳輸?shù)膱?chǎng)景,對(duì)延遲會(huì)更加敏感,經(jīng)過(guò)多徑信道會(huì)產(chǎn)生ISI以及由于正交性破壞帶來(lái)的ICI,如圖1所示。

圖1 UFMC系統(tǒng)經(jīng)過(guò)多徑信道所受ISI以及ICI

UFMC系統(tǒng)模型如圖2所示,UFMC系統(tǒng)將信號(hào)傳輸?shù)恼w頻段進(jìn)行劃分,分成B個(gè)子帶,設(shè)總的子載波數(shù)量為N,每個(gè)子帶包括NB個(gè)連續(xù)子載波。頻域上每個(gè)子帶i進(jìn)行N點(diǎn)的IDFT得到時(shí)域信號(hào)si,輸出信號(hào)si經(jīng)過(guò)長(zhǎng)度為L(zhǎng)1的濾波器fi進(jìn)行濾波,因?yàn)閟i與fi的線性卷積,最后符號(hào)長(zhǎng)度變?yōu)镚=N+L1-1。

圖2 UFMC系統(tǒng)模型

在每個(gè)子帶經(jīng)過(guò)濾波之后,所有子帶信號(hào)疊加進(jìn)行傳輸,綜上輸出信號(hào)x可以表示為:

(1)

本文中假設(shè)信道為多徑頻率選擇性衰落信道,并且信道系數(shù)在一個(gè)UFMC符號(hào)期間保持不變,無(wú)線多徑衰落信道沖擊響應(yīng)為:

(2)

式(2)中,L2代表不同路徑的數(shù)目,ρl是多徑信道的衰落因子,2πφl(shuí)為在[0,2π]服從均勻分布的多徑隨機(jī)相移。假設(shè)接收端用固定的間隔TS進(jìn)行采樣,在第一條路徑(l=0)進(jìn)行同步,多徑延遲τl為T(mén)S的整數(shù)倍,即τl=lTs(l=0,1,...,L2-1),并且假設(shè)UFMC符號(hào)長(zhǎng)度大于信道延遲,那么經(jīng)過(guò)多徑信道,第M個(gè)符號(hào)接收端信號(hào)受到的ISI以及ICI相應(yīng)的數(shù)學(xué)表達(dá)式為:

ym=Hxm+Hisixm-1+ηm

(3)

其中,ym和ηm為G維向量,表示接收信號(hào)以及噪聲的G點(diǎn)連續(xù)采樣點(diǎn),H和Hisi為G×G矩陣,分別為:

Hisi為前一符號(hào)對(duì)當(dāng)前符號(hào)的干擾,H為進(jìn)行卷積的托普利茲矩陣,也是加重UFMC載波間干擾的原因。因此,為了接收端能夠進(jìn)行正確解調(diào)得到發(fā)送端數(shù)據(jù),必須采用相應(yīng)的均衡方法來(lái)抑制相應(yīng)的ISI以及ICI。

2 基于MMSE的反饋均衡設(shè)計(jì)

加入相應(yīng)均衡器的UFMC接收機(jī)如圖3所示。

圖3 DFE-MMSE接收機(jī)

其中,Z-1表示延遲一個(gè)符號(hào)周期,y′m為消除ISI之后的信號(hào),可以表示為:

(4)

y′m=Hxm+ηm

(5)

接收端通過(guò)MMSE濾波器Wf之后有:

=Wf(Hxm+ηm)

(6)

誤差向量為:

=xm-Wfy′m

(7)

=0

(8)

(9)

考慮噪聲是均值為零、方差為σn2的高斯白噪聲,信號(hào)功率為σx2且噪聲與信號(hào)之間相互獨(dú)立,根據(jù)式(5)以及跡運(yùn)算性質(zhì)有:

(10)

要滿(mǎn)足上式,則有:

σn2HH=Wf(Hσx2HH+σn2I)

(11)

可得:

(12)

在上述系統(tǒng)設(shè)計(jì)中,假設(shè)符號(hào)估計(jì)Sm-1是無(wú)差錯(cuò)的,接收端能夠完全消除ISI,然而實(shí)際中如果前一個(gè)檢測(cè)的符號(hào)包含錯(cuò)誤,那么當(dāng)前符號(hào)減去的ISI部分也存在錯(cuò)誤,所以可以考慮采用相應(yīng)的誤差消除方案來(lái)提高準(zhǔn)確率?，F(xiàn)在前向糾錯(cuò)(Forward Error Correction,FEC)技術(shù)被廣泛應(yīng)用到無(wú)線通信系統(tǒng)中,此處可以在硬判決后面添加信道編碼模塊,相應(yīng)地在反饋回路中加入信道解碼模塊,如圖4所示,這樣便可以克服判決后符號(hào)的估計(jì)誤差過(guò)大的問(wèn)題。

圖4 加入FEC模塊的DFE-MMSE接收機(jī)

3 仿真分析

本文仿真的相關(guān)參數(shù)設(shè)置如下:FFT大小為N=1 024,采用QPSK調(diào)制方式,濾波長(zhǎng)度為L(zhǎng)1=20,濾波器邊帶衰減為40 dB,子帶數(shù)目為B=10,瑞利衰落信道路徑數(shù)為L(zhǎng)2=6,路徑最大延遲為τL2-1=60,圖5為兩種不同信道(瑞利、高斯)下以及瑞利信道中經(jīng)過(guò)MMSE-DFE均衡后UFMC系統(tǒng)的誤碼率。從圖中可以看出UFMC系統(tǒng)在經(jīng)過(guò)不加均衡器的多徑信道時(shí),會(huì)產(chǎn)生較大的誤碼,而在經(jīng)過(guò)本文設(shè)計(jì)的均衡器之后,雖然沒(méi)有完全消除干擾,但誤碼率隨著信噪比的增加明顯下降,說(shuō)明本文設(shè)計(jì)的均衡器能夠在一定程度上提高UMFC系統(tǒng)性能。

圖5 高斯、瑞利信道以及均衡后UFMC系統(tǒng)誤碼率

圖6將單抽頭均衡器、LMS均衡算法[8]、MMSE均衡算法與本文所用的MMSE-DFE均衡算法進(jìn)行對(duì)比,分析了在不同信噪比環(huán)境下,4種均衡方法的誤碼率,可以看出單抽頭均衡器的性能明顯劣于其他3種,對(duì)于多徑衰落信道而言不能很好地抑制干擾,降低誤碼率。而LMS算法調(diào)節(jié)存在啟動(dòng)模式,收斂速度比較慢,當(dāng)存在較大ISI時(shí),性能不及MMSE與MMSE-DFE均衡算法,但其只存在簡(jiǎn)單的迭代過(guò)程,算法復(fù)雜度低。而MMSE與MMSE-DFE由于存在矩陣的求逆過(guò)程,復(fù)雜度比較高。

圖6 幾種不同均衡方法的誤碼率

4 結(jié)語(yǔ)

本文主要針對(duì)多徑衰落信道中UFMC系統(tǒng)中的干擾問(wèn)題,通過(guò)采用時(shí)域判決反饋消除ISI,考慮此處存在錯(cuò)誤累加的因素,加入前向糾錯(cuò)(FEC)模塊來(lái)提高準(zhǔn)確率。而對(duì)于存在的ICI問(wèn)題,由于UFMC系統(tǒng)進(jìn)行線性濾波器,不能再繼續(xù)使用常用的構(gòu)建循環(huán)矩陣的方式來(lái)消除ICI,所以本文根據(jù)信道響應(yīng)矩陣采用基于MMSE的均衡方法來(lái)抑制ICI,通過(guò)仿真驗(yàn)證,這種方法應(yīng)用到UFMC系統(tǒng)中能夠很好地抑制干擾,降低誤碼率。