肖 琨, 顧雋楠, 陳息坤

(1.湖北經(jīng)濟(jì)學(xué)院 信息工程學(xué)院, 湖北 武漢 430205;2.上海大學(xué)電氣工程系, 上海 200444)

0 引 言

為了減少汽車排氣排放物污染,國(guó)家大力發(fā)展新能源汽車。新能源汽車的發(fā)展需要配套的直流充電樁為其動(dòng)力電池提供能量,然而直流充電樁電源也存在著一系列的技術(shù)問(wèn)題。首先,直流充電樁電源作為電力電子設(shè)備直接接入電網(wǎng),若不能實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù),則大功率充電設(shè)備接入電網(wǎng)時(shí)必然對(duì)電網(wǎng)造成諧波污染[1];其次,為了滿足節(jié)能減排需求,電源系統(tǒng)的工作效率應(yīng)盡可能高;再有,為了對(duì)電源模塊進(jìn)行擴(kuò)容,通常使充電電源并聯(lián)運(yùn)行[2-4],若直接并聯(lián),會(huì)導(dǎo)致并聯(lián)模塊間存在環(huán)流,甚至導(dǎo)致某個(gè)并聯(lián)運(yùn)行的模塊承擔(dān)了所有負(fù)載功率,因此需要引入均流控制策略[5]。針對(duì)多模塊并聯(lián)均流問(wèn)題,文獻(xiàn)[6]采用無(wú)主從式數(shù)字均流方式,利用CAN總線廣播各個(gè)模塊的輸出電流,調(diào)節(jié)各自的輸出電流以實(shí)現(xiàn)模塊間的均流。文獻(xiàn)[7-9]采用耦合電感結(jié)構(gòu),在不同模塊的諧振腔中加入耦合電感,通過(guò)耦合電感的各支路電流會(huì)趨于平衡,以此實(shí)現(xiàn)均流,但是這種方式下接入耦合電感的幾個(gè)模塊的相位差須為0°,否則耦合電感會(huì)因直流偏置而飽和。文獻(xiàn)[10-12]采用主從式并聯(lián)均流法,但是該方法中若主模塊出現(xiàn)故障,那么所有的從模塊將無(wú)法獲取正確的基準(zhǔn)值,進(jìn)而導(dǎo)致整個(gè)并聯(lián)系統(tǒng)都無(wú)法正常工作。文獻(xiàn)[13]討論VIENNA整流器中點(diǎn)電位波動(dòng)問(wèn)題。

本文提出一種模塊化大功率充電樁技術(shù)方案,采用三相VIENNA整流器與LLC諧振變換器級(jí)聯(lián)的兩級(jí)式結(jié)構(gòu),詳細(xì)分析了前后級(jí)電路的工作原理及控制策略,并提出了一種基于虛擬阻抗的并聯(lián)均流控制策略,該方法無(wú)須額外的硬件電路,易于模塊化擴(kuò)容。最后,設(shè)計(jì)和研制了兩臺(tái)5 kW樣機(jī),并進(jìn)行了相關(guān)的仿真與試驗(yàn)驗(yàn)證。

1 單模塊電路拓?fù)浼捌淇刂撇呗?/h2>

單模塊AC/DC電源系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。圖中,前級(jí)為三相VIENNA整流器,后級(jí)為L(zhǎng)LC諧振變換器。

前級(jí)三相VIENNA整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1(a)所示。每相橋臂的雙向開關(guān)由兩個(gè)共源極的MOS管構(gòu)成,實(shí)現(xiàn)電流雙向流動(dòng)。輸出電容由兩個(gè)電容串聯(lián)而成,每個(gè)電容所承受的電壓為輸出電壓的一半。系統(tǒng)通過(guò)控制3組功率開關(guān)管的開通和關(guān)斷來(lái)控制3個(gè)電感、兩個(gè)電容的充放電,實(shí)現(xiàn)輸出側(cè)的穩(wěn)壓以及三相輸入電流功率因數(shù)的校正。

后級(jí)LLC諧振變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1(b)所示。LLC諧振變換器的電壓調(diào)節(jié)特性依賴于開關(guān)頻率的變化引起的諧振網(wǎng)絡(luò)阻抗特性的變化,所以它工作在變頻控制下。定義諧振電容Cr和諧振電感Lr的諧振頻率為fr,諧振電容Cr、諧振電感Lr、勵(lì)磁電感Lm的諧振頻率為fm。兩個(gè)諧振頻率的表達(dá)式為

(1)

(2)

為實(shí)現(xiàn)三相VIENNA整流器的功率因數(shù)校正,本文采用帶均壓環(huán)且注入三次諧波單周期控制,該控制策略下的單周期控制核心方程為

(3)

式中:dA——A相開關(guān)管占空比;

iA、iB、iC——三相輸入電流;

k——注入三次諧波電流系數(shù);

i3——三次諧波電流;

dB——B相開關(guān)管占空比;

Rs——輸入三相電流的采樣電阻;

Vm——電壓控制器的輸出;

vm——均壓控制器的輸出;

dC——C相開關(guān)管占空比。

帶均壓環(huán)且注入三次諧波單周期控制相較于傳統(tǒng)單周期控制具有直流母線電壓利用率高、直流輸出側(cè)交直流脈動(dòng)小的優(yōu)點(diǎn)。VIENNA整流器控制原理框圖如圖2所示。由圖2可知,帶均壓環(huán)且注入三次諧波單周期控制的實(shí)現(xiàn)過(guò)程為:電壓外環(huán)將直流母線電壓采樣值vdc與給定值vdc_ref進(jìn)行比較,其誤差信號(hào)被送入電壓控制器中做PI運(yùn)算,該運(yùn)算結(jié)果被用作系統(tǒng)載波信號(hào);系統(tǒng)調(diào)制波信號(hào)由等比例采樣輸入電流信號(hào)、三次諧波電流信號(hào)、均壓環(huán)的電壓控制器輸出三者共同合成;調(diào)制波與載波相交割,最終得到PWM控制信號(hào)。

圖2 VIENNA整流器控制原理框圖

而針對(duì)后級(jí)LLC諧振變換器的電壓增益特性,選用變頻控制來(lái)實(shí)現(xiàn)其輸出電壓的調(diào)節(jié)。fm

圖3 fm

2 基于虛擬阻抗的模塊化并聯(lián)控制策略

在單模塊電源研究的基礎(chǔ)上,將兩個(gè)模塊并聯(lián)。由于前級(jí)VIENNA整流器在電壓閉環(huán)的作用下輸出為穩(wěn)定的直流,所以在考慮并聯(lián)均流控制策略時(shí)將前級(jí)VIENNA整流器看成是一個(gè)恒定的電壓源,因此可以將并聯(lián)系統(tǒng)拓?fù)浜?jiǎn)化。簡(jiǎn)化后模塊化AC/DC電源系統(tǒng)拓?fù)鋱D如圖4所示。在實(shí)際工程應(yīng)用中,諧振電感、諧振電容、變壓器等電氣元件與標(biāo)稱值間存在難以避免的誤差,因此變換器直接并聯(lián)會(huì)導(dǎo)致均流誤差,需要引入并聯(lián)均流控制策略,下面研究基于虛擬阻抗的并聯(lián)均流控制策略。

圖4 簡(jiǎn)化后模塊化AC/DC電源系統(tǒng)拓?fù)鋱D

為了方便描述均流性能,定義每個(gè)模塊等效輸出電流與n個(gè)模塊并聯(lián)時(shí)總輸出電流平均值的差值為環(huán)流因數(shù)。環(huán)流因數(shù)越小,表明多模塊并聯(lián)均流性能越好;反之,表明多模塊并聯(lián)均流性能越差。第i個(gè)模塊的環(huán)流因數(shù)Ici表達(dá)式為

(4)

式中:Veqi——第i個(gè)模塊的等效輸入電壓;

Vi——第i個(gè)模塊的等效輸出電壓;

Zeqi——第i個(gè)模塊的等效阻抗。

若環(huán)流因數(shù)Ici的值能被調(diào)整得足夠小,那么多模塊并聯(lián)均流的效果將達(dá)到最好。理想情況下,環(huán)流因數(shù)為零,那么并聯(lián)系統(tǒng)輸出可以實(shí)現(xiàn)完全均流,不存在輸出環(huán)流。本文在式(4)的分母上增加虛擬阻抗Zs,該阻抗和實(shí)際阻抗串聯(lián),若虛擬阻抗Zs無(wú)窮大,那么各個(gè)模塊并聯(lián)的環(huán)流因數(shù)趨近于零,就能完全實(shí)現(xiàn)均流。

單電壓環(huán)控制的LLC諧振變換器傳遞函數(shù)框圖如圖5所示。由圖5可以推導(dǎo)出單電壓環(huán)控制的LLC諧振變換器閉環(huán)傳遞函數(shù)表達(dá)式為

圖5 單電壓環(huán)控制的LLC諧振變換器傳遞函數(shù)框圖

(5)

其中,C(s)的表達(dá)式為

(6)

式中:Zm(s)——?jiǎng)?lì)磁電感的阻抗;

Zr(s)——諧振電感和勵(lì)磁電感的阻抗和。

其表達(dá)式為

Zm(s)=sLm

(7)

(8)

在單電壓環(huán)控制下的LLC諧振變換器傳遞函數(shù)中加入虛擬阻抗Zv(s),引入虛擬阻抗后的輸出電壓閉環(huán)傳遞函數(shù)表達(dá)式為

Ioav(s)]

(9)

由此可得n個(gè)模塊并聯(lián)時(shí)每一個(gè)模塊的輸出電壓傳遞函數(shù)如式(10)所示。

由于n個(gè)模塊的輸出電壓和輸出電壓給定值相等,所以有Vo1(s)=…=Voi(s)=…=Von(s)=Vo(s)以及Vref1(s)=…=Vrefi(s)=…=Vrefn(s)=Vref(s)。經(jīng)化簡(jiǎn)可得兩個(gè)模塊輸出電流的差值如式(11)所示。

當(dāng)虛擬阻抗值Zv(s)足夠大時(shí),等式右邊趨近于0,那么等式左邊也趨近于0,即Io1=Io2;以此類推,Io2=Io3,Io3=Io4…Io(i-1)=Ioi…Io(n-1)=Ion,所以Io1=Io2=Ioi=Ion。因此,若加入虛擬阻抗控制,可以使得每個(gè)模塊的輸出電流相等。

(10)

(11)

根據(jù)前述推導(dǎo)得出的引入虛擬阻抗后的LLC諧振變換器輸出電壓閉環(huán)傳遞函數(shù)表達(dá)式(9)可知,虛擬阻抗均流控制策略在單電壓環(huán)控制策略的基礎(chǔ)上引入了電流反饋回路,并在反饋通路中引入虛擬阻抗環(huán)節(jié)Zv(s),通過(guò)調(diào)節(jié)虛擬阻抗的大小實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)對(duì)輸出環(huán)流因數(shù)的控制。調(diào)整后引入虛擬阻抗的LLC諧振變換器傳遞函數(shù)框圖如圖6所示。

圖6 調(diào)整后引入虛擬阻抗的LLC諧振變換器傳遞函數(shù)框圖

由圖6可以推導(dǎo)出虛擬阻抗的表達(dá)式為

(12)

由式(12)可知,虛擬阻抗與系統(tǒng)工作頻率有關(guān),調(diào)整系統(tǒng)工作頻率就能實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的虛擬阻抗均流控制。當(dāng)n個(gè)模塊并聯(lián)工作時(shí),各個(gè)模塊的輸出電流不一致,會(huì)導(dǎo)致輸出環(huán)流,通過(guò)改變各個(gè)模塊的頻率可以改變各個(gè)模塊的阻抗,調(diào)整頻率使得各個(gè)模塊的阻抗相等,從而實(shí)現(xiàn)n個(gè)模塊間的并聯(lián)均流控制。

3 仿真與試驗(yàn)

為驗(yàn)證本文所提出方案的可行性,在MATLAB/Simulink中搭建仿真模型并進(jìn)行仿真研究。系統(tǒng)仿真參數(shù)如表1所示。

表1 系統(tǒng)仿真參數(shù)

VIENNA整流器仿真波形如圖7所示。圖7(a)為A相輸入相電壓和相電流仿真波形,由圖可知輸入電流可以很好地跟隨電網(wǎng)電壓并呈現(xiàn)正弦化,對(duì)其進(jìn)行FFT分析,仿真結(jié)果如圖7(b)所示,A相輸入電流的諧波畸變因數(shù)THD值為1.67%,計(jì)算得其功率因數(shù)值為PF=0.999 8,能夠?qū)崿F(xiàn)功率因數(shù)校正。

圖7 VIENNA整流器仿真波形

LLC諧振變換器主要工作波形如圖8所示。圖8(a)為原邊開關(guān)管漏源電壓VDS、諧振電感電流ILr,由圖可知,此時(shí)變換器的開關(guān)頻率為102 kHz,變換器工作在fs

圖8 LLC諧振變換器主要工作波形

輸出電流仿真波形如圖9所示。在虛擬阻抗控制的作用下,兩個(gè)模塊的輸出電流相差較小,具有較好的均流效果。

圖9 輸出電流仿真波形

基于兩臺(tái)研制的單模塊輸出功率5 kW的樣機(jī),開展了系列試驗(yàn)研究。試驗(yàn)參數(shù)與仿真參數(shù)一致。

首先進(jìn)行VIENNA整流器試驗(yàn)研究。VIENNA整流器試驗(yàn)波形如圖10所示。圖10(a)為帶均壓環(huán)且注入三次諧波單周期控制下的VIENNA整流器A相輸入電壓電流波形,從圖中可以看出輸入電流呈正弦波且與輸入電壓同相位,能夠?qū)崿F(xiàn)功率因數(shù)校正。對(duì)該輸入電流進(jìn)行FFT分析,分析結(jié)果如圖10(b)所示,由圖可知此時(shí)輸入電流的諧波畸變因數(shù)THD=9.87%,可以計(jì)算其功率因數(shù)PF=0.995 2。

圖10 VIENNA整流器試驗(yàn)波形

其次,對(duì)LLC諧振變換器進(jìn)行試驗(yàn)研究。LLC諧振變換器主要波形如圖11所示。圖中為L(zhǎng)LC諧振變換器一次側(cè)輸入電壓750 V,二次側(cè)輸出電壓600 V的主要波形。其中,圖11(a)為原邊開關(guān)管管壓降VDS和原邊諧振電流ILr試驗(yàn)波形,從圖中可以看出,在原邊開關(guān)管導(dǎo)通前,諧振電流為負(fù),此時(shí)該電流從開關(guān)管的體二極管中流過(guò),實(shí)現(xiàn)了原邊開關(guān)管的零電壓開通。圖11(b)為副邊二極管反向電壓VKA和變壓器副邊電流Is試驗(yàn)波形,從圖中可以看出,此時(shí)fs

圖11 LLC諧振變換器主要波形

最后,對(duì)兩個(gè)模塊并聯(lián)運(yùn)行的系統(tǒng)進(jìn)行試驗(yàn)研究。兩模塊并聯(lián)且單模塊工作在3.4 kW時(shí)主要電流波形如圖12所示。其中,圖12(a)為輸出電流波形,圖12(b)為變壓器副邊電流波形。由圖12可知,在虛擬阻抗均流控制的作用下,兩個(gè)模塊輸出電流平均值趨于一致,此時(shí)模塊一輸出電流平均值為5.4 A,模塊二輸出電流平均值為5.7 A,可計(jì)算得出模塊的均流誤差為5.4%。

圖12 兩模塊并聯(lián)且單模塊工作在3.4 kW時(shí)主要電流波形

兩模塊并聯(lián)且單模塊工作在5 kW時(shí)主要電流波形如圖13所示。其中,圖13(a)為輸出電流波形,圖13(b)為變壓器副邊電流波形。由圖13可知,模塊一輸出電流平均值為8.6 A,模塊二輸出電流平均值為8.3 A,可以計(jì)算出模塊的均流誤差為3.6%,此時(shí)兩個(gè)模塊依舊保持良好的均流性能。

圖13 兩模塊并聯(lián)且單模塊工作在5 kW時(shí)主要電流波形

兩模塊并聯(lián)系統(tǒng)切載試驗(yàn)波形如圖14所示。其中,圖14(a)為并聯(lián)系統(tǒng)由總輸出功率6.8 kW突加負(fù)載至總輸出功率9 kW時(shí)系統(tǒng)的輸出電壓Vo以及兩個(gè)模塊輸出電流Io1、Io2的試驗(yàn)波形圖。由圖14可知,在加載過(guò)程中,輸出電流瞬時(shí)增加,輸出電壓下降至570 V,在控制環(huán)路25 ms的調(diào)節(jié)后,輸出電壓升高并穩(wěn)定至600 V。由于虛擬阻抗均流控制的作用,加載后兩個(gè)模塊輸出電流也基本一致。

圖14 兩模塊并聯(lián)系統(tǒng)切載試驗(yàn)波形

圖14(b)為并聯(lián)系統(tǒng)由總輸出功率9 kW突減負(fù)載至總輸出功率6.8 kW時(shí)系統(tǒng)的輸出電壓Vo以及兩個(gè)模塊輸出電流Io1、Io2的試驗(yàn)波形圖。由圖14可知,在減載過(guò)程中,輸出電流瞬時(shí)減小,輸出電壓上升至630 V,在控制環(huán)路25 ms的調(diào)節(jié)后,輸出電壓降低并穩(wěn)定至600 V,并且在減載前后由于虛擬阻抗的控制兩個(gè)模塊輸出電流也基本保持一致。

并聯(lián)均流的試驗(yàn)結(jié)果表明,基于虛擬阻抗的均流控制策略可以在突加/突減負(fù)載時(shí)保持良好的均流特性,與仿真、理論分析一致。

4 結(jié) 語(yǔ)

本文基于模塊化充電樁需求采用前級(jí)三相VIENNA整流器、后級(jí)LLC諧振變換器的級(jí)聯(lián)式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),研究了前后級(jí)變換器的工作原理與控制策略。為了提高輸出功率等級(jí),還研究了基于虛擬阻抗的模塊化AC/DC電源并聯(lián)控制策略。此外,研制了兩臺(tái)5 kW的試驗(yàn)樣機(jī)并進(jìn)行試驗(yàn)研究,試驗(yàn)結(jié)果表明,變換器具有高功率因數(shù)、良好的并聯(lián)均流性能,驗(yàn)證了所提出的控制策略的可行性和正確性。.