摘 要：本文設(shè)計(jì)并分析了一種基于波導(dǎo)空間功率合成技術(shù)的U波段（40—60 GHz）功率放大器，采用E面T型結(jié)功率分配/合成結(jié)構(gòu)和波導(dǎo)-微帶轉(zhuǎn)換實(shí)現(xiàn)寬帶、低損耗的四路功率合成網(wǎng)絡(luò)，建模仿真優(yōu)化后加工制造實(shí)物，在全頻段內(nèi)測得無源背靠背損耗小于1.3 dB，與仿真結(jié)果吻合較好。裝配4片某國產(chǎn)放大芯片后實(shí)測得在40—60 GHz內(nèi)飽和輸出功率大于37.8 dBm（6.03 W），其中在40—54 GHz內(nèi)輸出功率優(yōu)于40 dBm（10 W），與輸入功率相比，增益為7 dB左右，合成效率超過了80%。

關(guān)鍵詞：固態(tài)功率放大器；U頻段；寬頻帶；低損耗；E面T型結(jié)

中圖分類號：TN73"" 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A""" 文章編號：1673-5072（2024）05-0546-07

更高頻率和更高功率成為當(dāng)前微波技術(shù)發(fā)展的重要研究方向，但受到器件工藝技術(shù)、阻抗匹配以及散熱等方面的限制，單片固態(tài)功率器件在高頻下輸出功率不足。毫米波功率放大器最大輸出不過數(shù)瓦，尤其是超寬帶放大器的可選擇性更少，性能穩(wěn)定性不佳，難以滿足更高頻率和功率的應(yīng)用需求。寬帶高功率等性能指標(biāo)在短期內(nèi)很難得到提升，因此功率合成技術(shù)是目前實(shí)現(xiàn)單體高功率輸出的有效手段。

通過對現(xiàn)有合成技術(shù)進(jìn)行總結(jié)發(fā)現(xiàn)平面?zhèn)鬏斁€的損耗隨著頻率升高而增加，波導(dǎo)內(nèi)功率合成技術(shù)的損耗更低，而且功率容量更大。受高頻影響，同軸波導(dǎo)合成容易激發(fā)高次模，降低效率。徑向波導(dǎo)合成效率高，理論上可實(shí)現(xiàn)百路以上合成，但結(jié)構(gòu)復(fù)雜，維修性較差［1］。魔T結(jié)構(gòu)端口駐波較好，隔離度高，但是路數(shù)越多結(jié)構(gòu)越復(fù)雜［2-3］。矩形波導(dǎo)E-T二進(jìn)制合成結(jié)構(gòu)簡單，功率容量高，適合2～64路合成［4-7］。

功率合成技術(shù)的效率越高，輸出功率越大。合成級數(shù)對效率影響很大，級數(shù)越多效率越低，因此選用單片功率更高的芯片更有利于合成效率。合成結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)加工同樣影響著效率，對每一步的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)兼顧回波損耗和插入損耗2個(gè)指標(biāo)?；夭〒p耗越大，從放大器芯片傳遞過來的信號被反射回去的越少。插入損耗越小，合成過程中能量損耗就越小，轉(zhuǎn)化的熱能也越少。

現(xiàn)有的U波段功率分配/合成器結(jié)構(gòu)復(fù)雜、工作帶寬較窄，影響了功率放大器的輸出效果，并且相對帶寬越寬，功分/合成器的設(shè)計(jì)和加工難度就越大。本文研制了一種基于矩形波導(dǎo)E-T功率分配/合成結(jié)構(gòu)的四路U波段功率放大器，芯片與波導(dǎo)采用波導(dǎo)-微帶轉(zhuǎn)換實(shí)現(xiàn)低插損互聯(lián)，芯片選用4片某國產(chǎn)GaN寬帶放大器，并進(jìn)行了無源合成結(jié)構(gòu)測試及有源功率測試。

1 功率合成網(wǎng)絡(luò)

1.1 四路功率分配/合成結(jié)構(gòu)

E面T型（E-T）結(jié)為有耗三端口網(wǎng)絡(luò)，可以將多個(gè)該結(jié)構(gòu)進(jìn)行N級級聯(lián)實(shí)現(xiàn)2N路功率分配與合成，在高頻功率合成放大器中使用較為廣泛。如圖1所示的單個(gè)E-T結(jié)左右對稱，信號從端口Port1輸入，經(jīng)E-T結(jié)構(gòu)分配為兩路等幅反相信號輸出。同理，兩路等幅反相信號從端口Port2和Port3輸入，經(jīng)E-T結(jié)構(gòu)矢量合成為一路信號輸出，背靠背連接功率分配器和合成器構(gòu)成合成網(wǎng)絡(luò)。T型接頭由全高波導(dǎo)和減高波導(dǎo)構(gòu)成，由于信號傳輸方向改變引入寄生高次模式，通常需要在連接處加入匹配結(jié)構(gòu)，例如膜片、椎體等［7-8］，但其裝配精度要求高，采用簡單的切角處理也能消除E-T接頭處和傳輸方向轉(zhuǎn)變的不連續(xù)性。輸出端阻抗變換將減高波導(dǎo)轉(zhuǎn)換到標(biāo)準(zhǔn)的全高波導(dǎo)，利于連接其他波導(dǎo)器件。

本設(shè)計(jì)工作頻段為U頻段（40—60 GHz），相對帶寬為40%，選用標(biāo)準(zhǔn)WR19矩形波導(dǎo)（寬邊長度a=4.775 mm，窄邊長度b=2.388 mm，截止頻率為31 GHz，通用波段為39.2—59.6 GHz）。四路功率分配器結(jié)構(gòu)如圖2所示，由兩級3個(gè)E-T結(jié)構(gòu)成，輸入端口Port1為標(biāo)準(zhǔn)WR19矩形波導(dǎo)，輸出端口Port2—Port5為WR19減半波導(dǎo)。為了便于波導(dǎo)腔體的銑削加工，對輸出端口Port2—Port5進(jìn)行半徑為0.5 mm的倒圓角處理。由于頻率越高，矩形波導(dǎo)口徑越小，多級階梯阻抗變換段的加工精度要求就更高，接頭處切割成矩形產(chǎn)生的誤差也偏高，因此，本文采用斜切面漸變將減高波導(dǎo)轉(zhuǎn)換到標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)，接頭處切割成三角形。

使用三維電磁仿真軟件對該結(jié)構(gòu)進(jìn)行仿真優(yōu)化，首先對單個(gè)功分器的幾何參數(shù)進(jìn)行掃參分析，發(fā)現(xiàn)三角形切角和斜切面漸變的大小對反射系數(shù)、諧振點(diǎn)有較大影響，再對影響較大的參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化，使得4個(gè)端口S21、S31、S41、S51在3 dB附近，回波損耗大于20 dB。將3個(gè)功分器級聯(lián)起來構(gòu)成四路功分器，優(yōu)化該結(jié)構(gòu)，優(yōu)化后結(jié)果如圖3所示。在40—60 GHz工作頻段內(nèi)，四路功率分配器的回波損耗大于20 dB，說明輸入端口Port1的匹配性較好；S21、S31、S41、S51的幅度值均在理論值（6.02 dB）附近，幅度差異在0.1 dB以內(nèi)；S21與S41相位值幾乎一致，S31與S51相位值幾乎一致，因此圖3（c）中出現(xiàn)曲線重合，S21與S31、S41與S51的相位差均在理論值（180°）左右，相位差異在0.1°以內(nèi)，說明輸出端口Port2—Port5的幅度、相位一致性較好，利于矢量合成效率最大化。

1.2 波導(dǎo)-微帶轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)

通常功放芯片的輸入輸出端口均連接微帶線，因此需要對波導(dǎo)與微帶2種傳輸媒介進(jìn)行轉(zhuǎn)換設(shè)計(jì)。矩形波導(dǎo)-對脊鰭線-微帶轉(zhuǎn)換［9］具有結(jié)構(gòu)緊湊、易于批量生產(chǎn)等優(yōu)點(diǎn)，但易產(chǎn)生諧振模式影響功放性能；矩形波導(dǎo)-脊波導(dǎo)-微帶轉(zhuǎn)換［10-11］適用于超寬頻帶，但脊波導(dǎo)與波導(dǎo)傳輸方向平行，體積增大，且脊波導(dǎo)與微帶接觸點(diǎn)加工復(fù)雜，很小的差距就會(huì)造成很大的損耗；矩形波導(dǎo)-微帶探針轉(zhuǎn)換［4-6］插入損耗小、體積小、機(jī)械結(jié)構(gòu)簡單，具有良好的重復(fù)性。通過對比分析3種轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)，本文選用矩形波導(dǎo)-微帶探針轉(zhuǎn)換，能同時(shí)兼顧性能和機(jī)械制造。

根據(jù)探針插入方向，波導(dǎo)-微帶探針轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)分為E面探針和H面探針，本文采用結(jié)構(gòu)更緊湊的E面探針轉(zhuǎn)換，如圖4所示。波導(dǎo)寬邊中心處開一個(gè)矩形窗，梯形微帶探針從窗口插至矩形波導(dǎo)內(nèi)電場最強(qiáng)處，探針激勵(lì)的電流越多，耦合到50 Ω微帶線上的信號越多，此時(shí)探針中心距離波導(dǎo)短路面為四分之一波長左右，并垂直于波導(dǎo)傳輸方向。在上一節(jié)中輸出端口為標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)減半，阻抗降低，仍高于微帶線阻抗。信號從波導(dǎo)模式轉(zhuǎn)換為微帶模式，直接轉(zhuǎn)換的不連續(xù)性會(huì)造成結(jié)構(gòu)失配，大量能量被反射回去，因此需要對波導(dǎo)和微帶進(jìn)行匹配設(shè)計(jì)，即阻抗變換。普遍的做法是在微帶探針和50 Ω微帶線之間連接兩段甚至多段匹配枝節(jié)，類似于階梯阻抗變換，但是匹配枝節(jié)的寬度通常較小，增加了機(jī)械加工難度。本文在矩形窗下方開一個(gè)小矩形窗，與基板上面的一小段50 Ω微帶線構(gòu)成阻抗變換器，使微帶探針阻抗變換至標(biāo)準(zhǔn)微帶阻抗。匹配設(shè)計(jì)采用波導(dǎo)處理方式，與微帶枝節(jié)設(shè)計(jì)相比，降低了加工可能出現(xiàn)的誤差，且增加了功率容量。

介質(zhì)基板的材料特性對電磁波信號傳輸影響很大，且趨膚效應(yīng)在高頻中更為明顯，選材的不適會(huì)額外增加傳輸損耗。綜合性能和價(jià)格因素，本文介質(zhì)基板選用Rogers 5880（介電常數(shù)2.2），散熱效果佳，損耗小，價(jià)格便宜且易加工。介質(zhì)基板厚度為0.254 mm，微帶厚度為35 μm。

矩形窗的尺寸不能過大或過小，寬度略大于介質(zhì)基板寬度，高度過高，電路中出現(xiàn)諧振導(dǎo)致能量反射，高度過低，不能完全阻止高次模式的傳輸。最理想的狀態(tài)是僅通過微帶工作模式（準(zhǔn)TEM模）。

掃描分析波導(dǎo)-微帶轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)的參數(shù)，微帶探針尺寸、小矩形窗尺寸、探針到短路面距離對轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)的工作帶寬、回波損耗影響最大，對此進(jìn)行相應(yīng)的優(yōu)化，優(yōu)化后的參數(shù)如表1所示，結(jié)果如圖5所示。從結(jié)果曲線可知，40—60 GHz頻段內(nèi)輸入端口Port1的反射系數(shù)S11在-19 dB以下，表明更多信號被傳輸至微帶線上，與未加轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)相比，添加波導(dǎo)-微帶轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)后回波損耗惡化1 dB，4個(gè)輸出端口Port2—Port5的幅度、相位趨勢較為一致，其中幅度差異在0.1 dB以內(nèi)，對合成效率的影響較小。

1.3 合成網(wǎng)絡(luò)

芯片尺寸為3.80 mm×2.38 mm×0.05 mm，根據(jù)芯片尺寸設(shè)計(jì)諧振腔大小，保證放置芯片和載板后仍有一定余量。諧振腔分為上下腔，下腔的深度為介質(zhì)基板厚度，便于更好地固定介質(zhì)基板，上腔可用于芯片散熱。功率分配和合成器背靠背連接諧振腔兩端，如圖6所示。輸入端輸入一路信號，經(jīng)過兩級E-T結(jié)構(gòu)成的四路功分器均分為四路信號，波導(dǎo)-微帶探針轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)將四路波導(dǎo)輸出的信號轉(zhuǎn)換到微帶線傳輸，經(jīng)諧振腔內(nèi)的功率放大器（MMIC）放大，最后通過兩級E-T結(jié)構(gòu)成的四路合成器合為一路信號輸出。

為保證測試結(jié)果的準(zhǔn)確性，在諧振腔上腔表面添加輻射邊界模擬實(shí)際開放環(huán)境，對整個(gè)合成網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行仿真優(yōu)化。S21損耗越小越好，但受寬帶影響S21不會(huì)降到很低，本文最大優(yōu)化到1 dB以下。指標(biāo)合格后加工制造實(shí)物，用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀進(jìn)行無源結(jié)構(gòu)測試，測試和仿真曲線如圖7所示。

在工作頻段內(nèi)，背靠背結(jié)構(gòu)仿真的回波損耗大于13 dB，插入損耗小于1 dB，單邊損耗小于0.5 dB。實(shí)際測試回波損耗在全頻段內(nèi)大于9.2 dB，插入損耗在大部分頻段處于0.5～1 dB，單邊損耗為0.25～0.5 dB，插入損耗最大為1.9 dB，位于56.4 GHz。根據(jù)插入損耗計(jì)算合成網(wǎng)絡(luò)的合成效率在79.4%～89.1%，單邊合成效率在89.1%～94.4%。對比仿真結(jié)果，實(shí)測損耗偏高，部分頻率點(diǎn)出現(xiàn)諧振，其原因可能是加工尺寸誤差、組裝誤差和測試時(shí)端口連接處能量泄漏導(dǎo)致?lián)p耗偏高，高頻導(dǎo)致諧振增多，但在可接受范圍內(nèi)。

2 功率合成放大器

2.1 功率合成放大器的制作

合成網(wǎng)絡(luò)的無源測試合格后，夾斷諧振腔內(nèi)的微帶線，據(jù)芯片手冊對芯片進(jìn)行裝配。該放大器采用某國產(chǎn)GaN芯片，其工作頻段為40—60 GHz，飽和輸出功率典型值為36 dBm，小信號增益典型值為20 dB，漏壓為+15 V，柵壓為-5 V。芯片電容間、芯片電容與芯片焊盤之間和射頻輸入輸出端均通過金絲連接，金絲直徑為25 μm。為了簡化電路，用兩根金絲將一塊芯片兩端的漏極和柵極分別引出來；為了減少信號反射，適當(dāng)降低金絲拱高，縮短金絲的長度和鍵合線。

裝配芯片后的U頻段功率合成放大器如圖8所示， 下腔材料為表面鍍金的銅，利于高功率芯片散熱，上腔材料為表面鍍鎳的鋁合金，減輕模塊重量。GaN功率芯片的熱流密度較高，腔體內(nèi)的熱量不能及時(shí)傳導(dǎo)出去，將嚴(yán)重影響芯片的使用性能甚至損壞芯片。為保證腔體內(nèi)的良好散熱，芯片位于下腔，先與載板在180 ℃下共晶焊接，將熱量通過載板傳導(dǎo)至金屬腔體，再用導(dǎo)電膠將裝有載板的芯片粘貼在腔體上。載板尺寸為3.82 mm×6.5 mm×0.5 mm，材料選用鎢銅合金，匹配GaN芯片熱膨脹系數(shù)。吸波材料粘貼在上腔，降低腔體內(nèi)反射的電磁波能量，避免串?dāng)_自激。穩(wěn)壓源電路置于上腔體背面，導(dǎo)線穿孔連接芯片供電，保證放大器正常工作。

2.2 功率合成放大器的測試

完成功率放大器裝配后，檢查漏極柵極阻抗，柵極阻抗為兆歐或千歐級別，漏極阻抗通常只有零點(diǎn)幾歐。由于芯片裝配誤差使得靜態(tài)點(diǎn)與芯片手冊數(shù)據(jù)偏離，芯片性能受到影響，使用滑動(dòng)變阻器對柵壓進(jìn)行反復(fù)調(diào)試直至逼近芯片手冊數(shù)據(jù)，焊接相應(yīng)電阻值的電阻，最終靜態(tài)工作點(diǎn)為柵壓-1.5 V，漏極電流 0.82 A。

測試框圖如圖9所示，信號發(fā)生器提供最大輸出功率有限，不能將功放模塊推至飽和狀態(tài)，故需要驅(qū)動(dòng)放大器進(jìn)行驅(qū)動(dòng)。根據(jù)手冊可知芯片承受最大的輸入功率為32 dBm （1.58 W），考慮到功分器6.5 dB損耗，故待測模塊輸入功率上限為38.5 dBm （7.08 W）。功率探頭可測試最大功率為20 dBm （0.1 W），本文功率合成放大器的輸出功率大于20 dBm （0.1 W），直接測試會(huì)燒毀功率探頭。待測模塊后面連接耦合器，輸出功率小部分進(jìn)入功率計(jì)進(jìn)行測試，大部分進(jìn)入負(fù)載被吸收。

按照測試框圖連接各設(shè)備，待測模塊下方涂上一層導(dǎo)熱脂，再用螺釘固定在散熱器上，采用直流穩(wěn)壓源對散熱器、驅(qū)動(dòng)、待測模塊供電。加電后調(diào)節(jié)輸入功率使其進(jìn)入飽和狀態(tài)，即增加輸入功率，待測模塊的輸出功率不再增加，最后測試不同頻率下的輸出功率。測試結(jié)果如圖10所示，在40—54 GHz頻段內(nèi)輸出功率大于40 dBm（10 W），54—60 GHz輸出功率大于37.8 dBm（6.03 W），與待測模塊輸入功率對比，其功率增益在7 dB左右。

觀察圖10（a），輸入輸出功率隨頻率升高呈下降趨勢，在高頻段下降趨勢更明顯。觀察圖10（b），功率增益為輸入輸出功率之差，曲線在一定范圍出現(xiàn)波動(dòng)，在高頻段不足7 dB。曲線出現(xiàn)小范圍波動(dòng)屬于正?，F(xiàn)象，對部分頻點(diǎn)凸起或者凹陷進(jìn)行原因分析如下：

第一為功放芯片性能不佳。芯片手冊的增益曲線隨著溫度升高和頻率增加，增益出現(xiàn)下降趨勢，下降幅度約達(dá)到6 dB，導(dǎo)致單片芯片的飽和輸出功率在53—58 GHz不斷下降。該芯片為超寬帶芯片，超寬帶限制了輸出功率和增益，且芯片實(shí)際工作情況和數(shù)據(jù)手冊存在差異，可能出現(xiàn)性能惡化。四路芯片的差異使得工作情況不能完全一致，輸出相位幅度出現(xiàn)偏差，可能導(dǎo)致部分頻點(diǎn)輸出功率偏高或偏低。因此，芯片工作性能可能是導(dǎo)致輸出不穩(wěn)定的主要原因。

第二為裝配誤差導(dǎo)致。芯片及芯片電容與微帶連接易產(chǎn)生縫隙，即不可能完全匹配，且用于連接的金絲數(shù)量、長度、拱高、焊點(diǎn)位置等影響電路傳輸，在高頻段鍵合金絲的寄生電感效應(yīng)較為明顯，容易引起電路失配。Rogers 5880介質(zhì)基板為軟質(zhì)基板，容易起翹變形，可能在裝配中出現(xiàn)玻珠偏離波導(dǎo)中心，造成探針耦合能量減少，可以考慮選用表面光潔度更高的陶瓷基片，在高頻的損耗相對較小。

第三為機(jī)械加工誤差導(dǎo)致。頻率越高電路尺寸越小，精度越難以保證，腔體結(jié)構(gòu)的加工誤差導(dǎo)致凹槽、倒角處不平坦，增大部分頻點(diǎn)的損耗，且基板上的微帶線采用絲網(wǎng)印刷技術(shù)，加工可靠性較低。

第四為測試誤差導(dǎo)致。驅(qū)動(dòng)模塊、待測模塊和耦合器連接處波導(dǎo)端面不平穩(wěn)，部分能量發(fā)生泄露，且模塊間可能產(chǎn)生自激引起阻抗失配，可以考慮在兩模塊間加一個(gè)隔離器。芯片容易受環(huán)境溫度影響，測試處于常溫狀態(tài)，且設(shè)置散熱器散熱。已嚴(yán)格檢查操作流程，結(jié)果變化不大，故測試誤差影響較小。

3 結(jié) 論

本文采用一種簡單的波導(dǎo)功分/合成結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)了40—60 GHz高頻超寬帶功率合成放大器。在工作帶寬內(nèi)，合成網(wǎng)絡(luò)的損耗低于1.3 dB，添加功率放大芯片后，40—54 GHz頻帶內(nèi)輸出功率大于40 dBm（10 W），合成效率超過了80%；在54—60 GHz頻段，由于芯片輸出功率下降及加工、裝配精度的影響，合成效率受到的影響較大，后續(xù)考慮將基片改成陶瓷等板材，提高精度，爭取將全頻段合成效率提高到80%以上。

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Design of A U-band Power Amplifier

LI Ying-ying，ZHOU Yong-hong

（School of Electronic Information Engineering，China West Normal University，Nanchong Sichuan 637009，China）

Abstract：In this paper，a U-band （40—60 GHz） power amplifier based on waveguide spatial power synthesis technology is designed.The four-channel power synthesis network with broadband and low loss is realized by employing E-plane T-junction power distribution/synthesis structure and waveguide-microstrip conversion.After modeling，simulation and optimization，the physical product is processed and manufactured.The measured back-to-back insertion loss in the full frequency band is less than 1.3 dB，which is in good agreement with the simulation results.After assembling four domestic amplification chips，it is measured that the saturated output power is more than 37.8 dBm（6.03 W）in 40—60 GHz，and the output power is better than 40 dBm（10 W） in 40—54 GHz.Compared with the input power，the power gain is about 7 dB，and the synthesis efficiency is more than 80%.

Keywords：solid-state power amplifier；U-band；broadband；low loss；E-plane T-junction