摘 要：本文提出了開關(guān)控制模式的浪涌抑制技術(shù)，并研究了控制機理。首先，控制場效應管，降低浪涌沖擊，能夠解決傳統(tǒng)電路中使用TVS吸收造成的散熱問題，同時解決了LDO降壓模式下器件的可靠性問題。本方法提高了浪涌抑制效率和準確度，提升了電路的可靠性。其次，對開關(guān)控制電路中的磁性元件、驅(qū)動電路和控制策略進行優(yōu)化，以DSP為核心，采用輸出電壓與輸入電壓雙反饋模式，進行場效應管的開啟與關(guān)閉時間控制。使用小信號模型的分析，設計電壓環(huán)的PI調(diào)節(jié)器。最后，進行常用的浪涌抑制方法研究和電路分析，深入研究開關(guān)控制模式的自動控制方法，采用DSP控制芯片，利用高速PWM波對開關(guān)器件進行開關(guān)控制，抑制浪涌電壓。

關(guān)鍵詞：浪涌抑制；車載直流系統(tǒng)；開關(guān)控制

中圖分類號：TN 710 " " 文獻標志碼：A

汽車28V DC電源要求用電負載能夠承受過壓浪涌80V/50ms，而在發(fā)動引擎、瞬變負載等情況下常發(fā)生電壓浪涌。本文所指浪涌均為過壓浪涌。浪涌電壓顯著超過穩(wěn)態(tài)電源電壓，當它襲擊用電設備時，通常會造成誤操作和設備損壞，使整個系統(tǒng)停頓、通信中止[1]。

鑒于浪涌的危害性，為了防止浪涌電壓沖擊損壞設備，需要為DC電源設備提供有效的抗浪涌電路，對其進行防護。80V/50ms過壓浪涌具有較大的伏秒積，如果沿用傳統(tǒng)的儲能方式進行抑制，就需要較大的電感、電容元器件。

雖然電壓鉗位器件可以吸收浪涌電壓的能量，但是特定用電設備承受的功耗為幾千、上萬瓦，電源浪涌能量較大。因此，一方面，功率偏小的功率器件很容易損壞，不能正常保護。另一方面，較大功率的元器件價格高、體積大，受用電設備內(nèi)部空間、高度等限制，其應用也受到制約。

1 直流浪涌抑制電路的原型設計和實現(xiàn)

1.1 設計思路

輸入電源從外部輸入，環(huán)境比較惡劣，因此浪涌的出現(xiàn)概率較高。如果抑制輸入電源浪涌，就需要將抑制單元加入電源輸入最前端，這樣才能有效防止浪涌沖擊后續(xù)用電設備。

加入浪涌單元的方法有3種。第一種是直接利用現(xiàn)有的浪涌抑制器，其內(nèi)部由壓敏電阻、TVS和二極管等多個分立器件構(gòu)成。當浪涌經(jīng)過時，輸入電壓超過器件額定工作電壓，相關(guān)器件對過壓部分進行鉗位，吸收多余能量。但是該方案發(fā)熱量大，鉗位電壓波動大、不可控，一般用于要求不高的場合。第二種是采用降壓模式（LDO），即浪涌來臨時，內(nèi)部控制器件采用一定控制邏輯，將輸出電壓控制在一定范圍內(nèi)，保障后續(xù)設備安全。該方法的優(yōu)點是控制簡單、對電路設計要求低且控制精度高。但是大部分電能會消耗在一個功率器件上，該器件的散熱壓力較大，導致選型困難，需要過流參數(shù)較大的器件。第三種是采用開關(guān)模式，利用PWM波對浪涌電壓進行斬波，從而實現(xiàn)浪涌抑制。該方法浪涌抑制效果較好，輸出可控，技術(shù)先進，但是設計難度較高。本文選擇第三種進行方案設計，如圖1所示。電子開關(guān)模塊受浪涌檢測模塊控制，正常范圍內(nèi)保持導通，對設備進行正常供電。當電源出現(xiàn)浪涌、電壓超出正常范圍時，受浪涌檢測模塊控制，開關(guān)模塊立即斷開，杜絕浪涌電壓對設備造成沖擊，有效保護用電設備。

在正常情況下，電源電壓的波動范圍低于鉗位器件的動作電壓，鉗位器件無反應，相當于開路，對電路沒有影響。當電源出現(xiàn)浪涌時，浪涌電壓高于鉗位器件的動作電壓，鉗位器件快速導通，吸收浪涌電壓的能量，將電源電壓限制在安全范圍內(nèi)，從而起到保護用電設備的作用[2-4]。

1.2 電路原型

本文根據(jù)上述浪涌抑制思路，設計了整個拓撲和控制電路。直流浪涌抑制電路原型如圖2所示。

當Q打開時，電感流過電流，進行儲能，同時TAP2與TAP3這2個端點電壓增大，電感電流增大，電感進行儲能動作；當Q關(guān)閉時，鑒于電感特性，即電流不能突變，因此電感電流下降，釋放儲存的能量，為負載供電。R1、R2為輸入電壓分壓電阻，將分壓值輸入DSP MCU控制器的VIN_S端進行ADC采樣，采集輸入電壓的值。DRV為DSP產(chǎn)生的PWM波，將其輸入驅(qū)動電路模塊，以關(guān)閉Q器件并導通驅(qū)動電壓。D為續(xù)流二極管。當Q導通時，二極管兩端加入反向電壓，二極管截止；當Q關(guān)斷時，二極管正端下降，由于電感需要續(xù)流，因此在Q關(guān)斷瞬間，二極管的電感端電壓迅速下降，當降至低于二極管導通壓降時，二極管導通，為電感續(xù)流，同時對電感輸入端與地間電壓進行鉗位，保護Q免受電壓沖擊。電容是輸出電壓的濾波器件，可以使端點電壓TAP2 保持穩(wěn)定，降低Q開關(guān)時產(chǎn)生的電壓紋波。R3、R4為輸出分壓電阻，能夠?qū)崟r采集輸出電壓，并分壓為低壓信號，傳入DSP的FB腳，利用DSP內(nèi)置ADC實時采集輸出電壓。

2 電路分析與參數(shù)設計

控制器DSP在運行過程中實時檢測VIN_S電壓值。當電源輸入電壓在正常電壓范圍即18V～36V時，驅(qū)動MOSFET，打開開關(guān)。電流通過Q流經(jīng)電感L，到達電容和負載。輸入與輸出的壓降為Vout=Vin–I×R，R為MOSFET（Q）的導通內(nèi)阻，一般不超過10mΩ，因此MOSFET器件上的壓降較小，損耗也較少。

當浪涌發(fā)生時，電源輸入電壓升高，＞36V。此時DSP檢測到輸入電壓過壓，會發(fā)出PWM波形，使MOSFET不停地開通、關(guān)閉，同時檢測輸入電壓TAP3的反饋電壓FB的值。當檢測到反饋電壓＞36V時，就會降低PWM占空比，縮短MOSFET開通時間，從而降低輸出電壓；當檢測到反饋電壓＜36V時，就會增大PWM占空比，增加MOSFET導通時間，使輸出電壓增加。在浪涌期間，DSP不停地調(diào)節(jié)PWM占空比，從而使輸出電壓穩(wěn)定在36V上下，直到浪涌消失為止。相關(guān)波形如圖3所示。

由上述分析可知，當浪涌到來時，DSP檢測到浪涌電壓，為了維持后端輸出電壓不能超過額定值，因此驅(qū)動MOSFET不停地開關(guān)，進行能量疏通與截斷，根據(jù)開關(guān)頻率不間斷地為后面負載供電，后端電容也不停地充、放電，以便維持負載工作，直到浪涌結(jié)束為止。

當輸入電壓超過36V時，MCU開始計時，如果電壓過壓時間超過100ms，即為輸入過壓，而不是浪涌，應立刻關(guān)閉MOSFET，停止輸出，并不斷檢測輸入電壓，直到輸入電壓在正常范圍內(nèi)，重新打開MOSFET為負載供電。

關(guān)鍵器件電感的參數(shù)需要根據(jù)實際應用進行選擇，本文所述電路已經(jīng)應用于實際產(chǎn)品，現(xiàn)根據(jù)現(xiàn)有產(chǎn)品實際參數(shù)進行分析?，F(xiàn)有產(chǎn)品電氣特性如下：浪涌電壓Vin為80V，持續(xù)時間50ms；輸出最大電壓Vout為36V；額定電流I為10A；開關(guān)頻率f為200kHz。

根據(jù)公式D=Vo/Vin（D為PWM占空比；Vo為輸出電壓；Vin為輸入電壓），則占空比D=36/80=0.45。

根據(jù)公式V=di/dt×L（V為電感壓差；di為電流變化值；dt為時間變化值；L為電感值），由于di=I×0.4=10×0.4=4A，dt=D/f=1/200×0.45=2.25μs，V=Vin-Vout=80-36=44V，因此電感值為L=V×dt/di=44×2.25/4=24.75μH，取L=22μH。

由于上述設計電路中的三極管、MOSFET和阻容等器件在最大電流、耐壓和功耗等方面沒做特別要求，因此便于后續(xù)采購生產(chǎn)，在實際電路設計中具有良好的應用前景。

3 試驗結(jié)果

多次采用不同寬度的浪涌電壓，對浪涌抑制電路進行測試，浪涌電壓持續(xù)時間都遠大于50ms，其中最長持續(xù)時間超過幾十秒，測試條件相當嚴格。由測試結(jié)果可以看出，該電路的應用測試令人滿意，多種浪涌電壓測試結(jié)果基本一致。測試結(jié)果如圖4所示。

由圖4可以看出，當電源電壓在正常范圍內(nèi)時，浪涌抑制模塊的輸出電壓基本與輸入電壓一致。當電源出現(xiàn)浪涌時，輸出電壓上漲到浪涌保護電壓值后不再上漲，會一直保持小幅波動，不會出現(xiàn)上沖，完全抑制了浪涌電壓。

實測的5個浪涌脈沖發(fā)生時的波形圖如圖5所示。由圖5可以看出，浪涌寬度為100ms，5個脈沖為1s間隔，該電路能夠完全達到抑制浪涌的目標。

本設計與其他浪涌抑制器的比較見表1，可以看出本電路的優(yōu)點。

由表1可知，對于承受浪涌時間，本電路可承受幾十秒以上，其他方案只能承受毫秒級別；對于承受浪涌間隔時間，當多個浪涌出現(xiàn)時，每次浪涌間需要有間隔時間，否則所有方案都無法產(chǎn)生效果，從數(shù)據(jù)看，其他方案需要秒級以上，而本方案只需要500ms，優(yōu)于其他方案；對于鉗位電壓范圍，本方案與LT4356系列浪涌抑制器類似，均可以調(diào)節(jié)，使用范圍廣，而電壓鉗位器則為固定值，不能調(diào)節(jié)，適應性不足。對于響應速度，電壓鉗位器響應最快，本方案與LT4356方案相當；關(guān)于可靠性，本方案與LT4356方案更可靠；關(guān)于功耗，本方案優(yōu)于其他2個方案；關(guān)于體積，本方案設計的產(chǎn)品體積最?。魂P(guān)于成本，本方案成本最低，優(yōu)于其他方案。

4 結(jié)論

本文介紹了一種開關(guān)模式控制的浪涌抑制電路，利用MOSFET導通內(nèi)阻小的特性，利用開關(guān)控制使高壓的浪涌電壓轉(zhuǎn)變?yōu)槟繕溯敵鲭妷?，降低了器件功率損耗，減少了大功率情況下散熱器的體積，從而縮小了整機體積，同時，本文只使用DSP控制器和電感電容等常用器件，成本低廉。

經(jīng)過實測驗證，本電路在現(xiàn)有產(chǎn)品上具有良好的浪涌抑制表現(xiàn)，可廣泛應用于各類需要浪涌抑制的產(chǎn)品中，尤其適用于28V大功率直流系統(tǒng)的浪涌抑制。

參考文獻

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