傅一釗,李 孜

(上海理工大學(xué) 機(jī)械工程學(xué)院,上海 200093)

近年來,高壓脈沖電源被廣泛應(yīng)用于食品殺菌[1-2]、空氣凈化[3-4]和低溫等離子體產(chǎn)生[5-7]等領(lǐng)域。隨著研究深入,脈沖發(fā)生器的研制面臨高電壓、雙極性[8]、高效率和易集成等新要求[9]。固態(tài)Marx脈沖發(fā)生器因?yàn)榫哂薪Y(jié)構(gòu)簡單[10]、可模塊化和便于控制等優(yōu)點(diǎn),已成為高電壓、雙極性脈沖生成方式的首選。

基于此,本文描述了一種基于全固態(tài)Marx結(jié)構(gòu)的脈沖功率發(fā)生器,其特點(diǎn)是采用高頻諧振電源經(jīng)變壓器,同時(shí)對多組Marx發(fā)生器進(jìn)行充電,隨后通過觸發(fā)開關(guān)管動作,最終使多個(gè)Marx發(fā)生器串聯(lián)放電產(chǎn)生脈沖。利用諧振充電電路給儲能電容充電已經(jīng)被廣泛運(yùn)用于脈沖電源領(lǐng)域,相比于直流充電的脈沖發(fā)生器具有低開關(guān)損耗、高功率密度的優(yōu)點(diǎn),在國內(nèi)外均有相關(guān)研究[11-13]。文獻(xiàn)[14]嘗試采用LCC串并聯(lián)諧振變換器作為充電回路給Marx發(fā)生器供電。本文采用的多級諧振充電源與諧振充電電路的不同之處在于其通過使用多個(gè)磁環(huán)變壓器代替大體積的單一變壓器,該結(jié)構(gòu)既保留了串聯(lián)諧振充電電路的優(yōu)點(diǎn),又可將單一極性的Marx發(fā)生器拓?fù)潇`活運(yùn)用,輸出任意極性的脈沖,提高了電能的利用效率,充電回路與放電回路的隔離也提高了電源穩(wěn)定性。

1 多級諧振充電Marx發(fā)生器

本文設(shè)計(jì)的脈沖電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)主要由串聯(lián)諧振充電源、Marx脈沖發(fā)生器和控制系統(tǒng)3部分組成?？刂葡到y(tǒng)采用的可編程邏輯門陣列(FPGA)具有良好的抗干擾能力,其信號不易受到干擾?？刂艶PGA產(chǎn)生信號分別傳遞給串聯(lián)諧振充電源與Marx脈沖發(fā)生器,控制諧振充電源的全橋開關(guān)進(jìn)行諧振和脈沖發(fā)生器的充放電。串聯(lián)諧振充電源進(jìn)行諧振后通過多個(gè)高頻磁環(huán)變壓器分別對多組Marx發(fā)生器的各級儲能電容并聯(lián)充電。FPGA產(chǎn)生的信號通過隔離放大后傳遞給Marx脈沖發(fā)生器,發(fā)生器充電完成后,信號傳遞給放電開關(guān)進(jìn)行放電,產(chǎn)生高壓矩形脈沖。

1.1 脈沖發(fā)生器主體設(shè)計(jì)

脈沖發(fā)生器主體包括諧振充電源、Marx發(fā)生器與控制系統(tǒng)3部分。圖1為采用多級諧振電源充電策略的全固態(tài)Marx脈沖發(fā)生器,該結(jié)構(gòu)由全橋串聯(lián)諧振充電電源﹑串心磁環(huán)變壓器、全橋整流電路﹑Marx發(fā)生器和負(fù)載組成。

圖1 多級諧振充電結(jié)構(gòu)的Marx脈沖發(fā)生器Figure 1. Marx pulse generator with multistage resonant charging

多級諧振充電的Marx發(fā)生器可通過調(diào)整Marx模塊之間的連接方式與負(fù)載連接的位置來實(shí)現(xiàn)對負(fù)載產(chǎn)生不同的脈沖輸出。圖2(a)為多級諧振充電的單極性Marx發(fā)生器原理,圖2(b)為多級諧振充電的雙極性Marx發(fā)生器原理。其中,Scn是充電管,Sdn是放電管。在兩組開關(guān)管正常工作時(shí)預(yù)留出一定的死區(qū)時(shí)間交替導(dǎo)通。在放電時(shí),每組發(fā)生器輸出端連接到下一組第一級電容處,從而在放電階段將電壓進(jìn)行疊加。

(a)

由于存在磁環(huán)變壓器,多級諧振充電的脈沖發(fā)生器各級器件的對地分布電容不同,導(dǎo)致各磁環(huán)副邊的充電電容負(fù)載存在差異,并且所有磁環(huán)均共用一個(gè)原邊充電,因此折算到原邊的各級單元充電電容負(fù)載也不同。電容負(fù)載的差異影響充電電壓分配,最終導(dǎo)致各級單元儲能電容充電電壓不一致。如圖2(a)所示的正負(fù)疊加型的單極性Marx發(fā)生器電路的對稱結(jié)構(gòu)可以減少這種差異。若要進(jìn)一步減少級間壓差,可以采用均壓繞組進(jìn)行電壓平衡。同時(shí),該結(jié)構(gòu)可通過調(diào)整Marx模塊和負(fù)載的連接方式更改輸出脈沖的極性。

圖2(b)所示的多級諧振充電型雙極性Marx發(fā)生器電路也是對稱結(jié)構(gòu),Marx發(fā)生器由兩組正極性Marx脈沖發(fā)生器構(gòu)成。兩組Marx發(fā)生器的輸出端B與D分別接在負(fù)載兩端交替放電產(chǎn)生雙極性脈沖。兩組正脈沖Marx發(fā)生器的低電位點(diǎn)A與C相連并接地。該結(jié)構(gòu)充電回路與正負(fù)疊加的單極性Marx發(fā)生器類似,區(qū)別在于在放電時(shí)單極性脈沖發(fā)生器為兩組Marx同時(shí)放電,雙極性脈沖發(fā)生器為兩組Marx交替放電。當(dāng)雙極性脈沖發(fā)生器其中一組放電時(shí),另一組處于充電狀態(tài),充電管全部導(dǎo)通,放電組電流經(jīng)負(fù)載與充電組充電管回到接地端。

1.2 驅(qū)動設(shè)計(jì)

本文Marx發(fā)生器的驅(qū)動方案采用脈沖變壓器隔離驅(qū)動。該驅(qū)動方案將FPGA輸出的信號通過半橋驅(qū)動電路進(jìn)行功率放大,并通過串心磁環(huán)變壓器將信號傳遞給Marx發(fā)生器驅(qū)動,在傳遞信號的同時(shí)提供驅(qū)動所需電壓。

FPGA信號經(jīng)過采用TLP250光耦隔離芯片的半橋驅(qū)動電路放大后輸出變壓器原邊,通過串心磁環(huán)傳遞到發(fā)生器的每一塊Marx模塊上?？紤]到成本和體積,將單塊PCB板設(shè)計(jì)為四級Marx拓?fù)?含有4個(gè)充電開關(guān)管和4個(gè)放電開關(guān)管,如圖2所示,開關(guān)管分別由2個(gè)充電磁環(huán)2個(gè)放電磁環(huán)控制驅(qū)動。磁環(huán)副邊通過雙MOS電路將信號轉(zhuǎn)化為驅(qū)動信號與功率,不需要額外電源提供開關(guān)的驅(qū)動電壓[15]。如圖3所示,Cq1的快速充電并維持能夠?yàn)殚_關(guān)Q1提供驅(qū)動快關(guān)所需的正向電壓直至后續(xù)到來負(fù)壓信號,電壓伏值取決于正向穩(wěn)壓管。

圖3 驅(qū)動方案結(jié)構(gòu)Figure 3. The structure of driving scheme

1.3 充電源設(shè)計(jì)

多級諧振充電源包括諧振充電源以及串心磁環(huán)變壓器兩部分。多級諧振充電源通過全橋串聯(lián)諧振電源進(jìn)行諧振,并通過串心磁環(huán)變壓器將諧振電源產(chǎn)生能量傳遞給負(fù)載。充電源的好壞直接影響Marx脈沖發(fā)生器輸出電壓,因此充電源對于脈沖發(fā)生器整體是較重要的一環(huán)。

1.3.1 串心磁環(huán)變壓器

串心磁環(huán)變壓器本質(zhì)是一種高頻變壓器,磁芯是重要組成部分,決定了變壓器的重量、體積以及工作范圍等指標(biāo),必須防止磁芯飽和來避免信號源發(fā)生短路,因而選取合適的磁芯材料及規(guī)格是設(shè)計(jì)變壓器的關(guān)鍵一步[16]。

綜合諧振充電源的工作頻率與成本等因素并考慮到發(fā)生器整體大小與預(yù)留尺寸,本文選用實(shí)驗(yàn)室常用磁芯截面積尺寸為38 mm×19 mm×13 mm的Mn-Zn鐵氧體材料磁環(huán)。同時(shí),為避免磁環(huán)飽和,需要根據(jù)伏秒積計(jì)算式與目標(biāo)電壓計(jì)算匝比[17]。

Utpulse=SnΔB

(1)

取tpluse為6.25 s,充電電壓需留一定裕度取,故本文取550 V,代入式(1)可求出副邊匝比n為86.98,取整后為90匝?？紤]到諧振器件產(chǎn)生的雜散參數(shù)影響并保留一定裕度,取原副邊匝數(shù)比為3∶90,即變比為1∶30,可保證變壓器在達(dá)到充電需求時(shí)不會飽和。

原邊電感實(shí)測為736.72 H,漏感為5.84 H。原邊繞組選用高耐壓12 AWG導(dǎo)線,副邊繞組選用直徑為1 mm的漆包線繞制。

1.3.2 諧振充電源

(2)

I′=3×N×I=2.1

(3)

其中,I為單組副邊電流;I′為原邊電流;Vdrop為放電總壓降,約為7 kV;N為變壓器變比。實(shí)測變壓器漏感為5.84 μH,取漏感作為諧振電感Lr,諧振電容Cr為0.68 μF,諧振電流平均值代入得到

(4)

其中,Irp為峰值電流,求得電流平均值為10.71 A。電流平均值明顯大于所需電流,滿足設(shè)計(jì)需求。

2 仿真

使用PSpice軟件對多級諧振充電結(jié)構(gòu)進(jìn)行仿真。使用自帶庫中IGBT開關(guān),變壓器采用自帶理想變壓器模組,并使用電感模擬漏感等參數(shù)。

圖4為全橋串聯(lián)諧振電路的仿真原理。其結(jié)構(gòu)為全橋串聯(lián)諧振,諧振電感和諧振電容分別為L7(5.8 μH)與C29(0.68 μF),開關(guān)頻率設(shè)置為40 kHz,脈寬設(shè)置為6.25 μs,直流源充電電壓為90 V。

圖4 全橋串聯(lián)諧振充電源原理Figure 4. Principle of the full-bridge series-resonant charging source

圖5為諧振充電源仿真電流波形。在放電結(jié)束后,在充電初始階段,諧振電流正向峰值以較快速度不斷增加,此時(shí)為諧振充電源的負(fù)載電壓,即Marx發(fā)生器儲能電容電壓線性增加階段。隨后,諧振電流峰值達(dá)到最大并進(jìn)入非線性階段。在該階段,諧振電流峰值相較于第一階段緩慢下降,儲能電容電壓緩慢地非線性增加。

圖5 諧振充電源的電流的仿真波形Figure 5. Simulation waveform of the current of resonant charging source

圖6中的虛線波形分別為正、負(fù)兩組儲能電容的充電電壓波形,實(shí)線波形為負(fù)載上的輸出電壓波形。通過圖6可以看出,儲能電容電壓充電的兩個(gè)階段與電流波形圖相對應(yīng)。在輸出窄脈寬時(shí),由于消耗能量少,儲能電容上的電壓接近充滿電時(shí)的電壓,放電結(jié)束后進(jìn)入緩慢充電階段。在輸出寬脈寬時(shí),由于消耗能量較多,放電結(jié)束后先進(jìn)入線性充電階段。

(a)

圖7為雙極性Marx脈沖發(fā)生器主體的仿真原理,分為6組Marx通過軟件自帶理想變壓器與諧振充電源耦合,每組8級,其中3組構(gòu)成正脈沖發(fā)生器,另外3組構(gòu)成負(fù)脈沖發(fā)生器。忽略開關(guān)的驅(qū)動電路設(shè)計(jì),使用軟件自帶的脈沖源代替,脈沖發(fā)生器設(shè)定放電頻率為1 kHz。

圖7 雙極性Marx脈沖發(fā)生器仿真Figure 7. Simulation of bipolar Marx pulse generator

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

3.1 實(shí)驗(yàn)準(zhǔn)備

本文將調(diào)節(jié)輸入電壓、脈寬、正負(fù)脈沖時(shí)間間隔,對正負(fù)疊加型單極性Marx發(fā)生器及雙極性Marx發(fā)生器進(jìn)行性能測試和實(shí)驗(yàn)分析。48級雙極性Marx發(fā)生器實(shí)物如圖8所示。兩組Marx發(fā)生器各自包含3個(gè)磁環(huán),每個(gè)磁環(huán)帶8級Marx,正負(fù)各24級。將正負(fù)疊加型單極性Marx發(fā)生器改裝成雙極性Marx發(fā)生器,只需要改變接地位置,將其中一組Marx發(fā)生器的3個(gè)磁環(huán)正負(fù)調(diào)換以及改變脈沖源的開關(guān)時(shí)序。正負(fù)疊加型單極性Marx發(fā)生器簡稱為單極性Marx發(fā)生器。

圖8 多級諧振型Marx脈沖源實(shí)物Figure 8. Physical of bipolar Marx pulse source

直流電源使用漢晟普源的1 kW系列可編程穩(wěn)壓電源,可以最高輸出1 000 V,1 A。在整個(gè)系統(tǒng)性能測試中使用Tektronix DPO2014示波器、Tektronix TPPO201低壓探頭、Tektronix P6015高壓探頭和PINTECH DP-50差分探頭記錄電壓波形。

每個(gè)Marx發(fā)生器使用C2M0080120D SiC MOSFET、0.1 F無極性陶瓷電容器、DSEP12-12二極管。充電回路中設(shè)置有每級6.8 Ω的限流電阻。

3.2 實(shí)驗(yàn)測試結(jié)果

為了驗(yàn)證其輸出電壓脈沖參數(shù)可調(diào)的性能,在1 kHz重頻模式下進(jìn)行單、雙極性脈沖發(fā)生器的空載實(shí)驗(yàn)。

圖9為不同輸入電壓下單極性Marx發(fā)生器的電壓輸出波形。圖10為不同輸出脈沖脈寬下單極性發(fā)生器的電壓輸出波形。隨著輸出電壓升高以及脈寬增長,脈沖頂降變得更明顯。

(a)

根據(jù)圖9和圖10可以看出,輸出電壓最高可以達(dá)到正極性30 kV,負(fù)極性-30 kV,且可通過調(diào)節(jié)輸入電壓來調(diào)節(jié)輸出,同時(shí)輸出脈寬可以在1～10 μs內(nèi)調(diào)節(jié)。

圖11為利用示波器的Math工具對兩個(gè)電壓進(jìn)行差分計(jì)算得到負(fù)載上的實(shí)際電壓波形。

(a)

在空載狀態(tài)下,在理論計(jì)算輸入電壓為114 V時(shí),變壓器飽和,在實(shí)際輸入電壓為121 V且輸入電流為0.702 A時(shí),變壓器飽和,諧振充電源無法通過變壓器向脈沖發(fā)生器傳輸能量,此時(shí)脈沖發(fā)生器輸出脈沖為±17.8 kV,弛豫時(shí)間約為0.2 μs。在該狀態(tài)下,輸出電壓波形平穩(wěn),正負(fù)極性輸出電壓伏值相差不大。

在50 kΩ電阻負(fù)載上實(shí)驗(yàn),實(shí)測的極限值為直流源輸入電壓137 V,輸入電流為1 A。輸入電流包含磁環(huán)變壓器的負(fù)載電流與勵(lì)磁電流,負(fù)載電流過大,與勵(lì)磁電流相加超出直流電源輸出最大電流1 A而被鉗位,但此時(shí)變壓器還未飽和。雙極性脈沖源輸出的最大電壓為13.3 kV,弛豫時(shí)間約為0.2 μs,如圖10(b)所示。當(dāng)脈沖發(fā)生器負(fù)載為50 kΩ阻性負(fù)載時(shí),輸出脈沖出現(xiàn)頂降。負(fù)極性脈沖放電完成后并不影響正極性脈沖放電。

3.3 結(jié)果分析

Marx脈沖發(fā)生器作為脈沖功率技術(shù)的一種應(yīng)用,將能量存儲壓縮并轉(zhuǎn)換于短時(shí)間內(nèi)釋放從而產(chǎn)生高壓脈沖。分析Marx脈沖發(fā)生器效率,可分為3部分:充電部分效率、放電部分效率以及脈沖源的整體效率。多級諧振充電源提供的能量大部分能夠傳遞到放電輸出脈沖,損耗主要有磁環(huán)變壓器損耗、主放電回路的MOSFET管和限流電阻上的損耗。實(shí)驗(yàn)室現(xiàn)有差分探頭耐壓受限,難以測得儲能電容的電壓,因此只能計(jì)算出整體脈沖源的效率,并估算放電效率。

采用直流源充電的方式,在充電階段充電回路中二極管、MOSFET開關(guān)等功率器件的導(dǎo)通壓降引起充電電壓損失,隨著級數(shù)增多功率器件的數(shù)量也會隨之增加,因此最后一級充電電容的電壓與第一級的差值增大,導(dǎo)致輸出電壓比預(yù)期值小。而多級諧振電路與之相比,受器件壓降等問題影響較小,在同樣的輸入電壓下可以獲得更高的輸出電壓。

定義λ為放電部分的電能利用效率,則諧振充電方式的能量效率為

(5)

其中,n為每組發(fā)生器級數(shù);Vd是半導(dǎo)體器件導(dǎo)通壓降;Vin為發(fā)生器輸入電壓。

由于多級諧振具有更小的Vd,所以電能利用效率較直流高,在相同充電電壓下具有更高的電壓輸出。

對圖11(b)中的脈沖輸出電壓Vo進(jìn)行時(shí)間積分,可知在一個(gè)放電周期釋放在電阻負(fù)載上的能量約為

(6)

脈沖源的輸入為137 V、1 A的直流,可算出一個(gè)周期內(nèi)的能量為137 mJ,則輸入功率Pin為

Pin=fEin=137

(7)

整體效率為

(8)

由式(8)可以看出,其整體效率并不高,主要是實(shí)驗(yàn)中諧振充電源消耗占比較大,具有一定局限性。若以空載實(shí)驗(yàn)時(shí)的變壓器飽和的條件計(jì)算,忽略非勵(lì)磁部分電流,其放電效率大于88.4%。

4 結(jié)束語

本文設(shè)計(jì)了一種結(jié)構(gòu)靈活多變的Marx脈沖發(fā)生器,提出采用全橋串聯(lián)諧振充電的充電方式并通過串心磁環(huán)變壓器進(jìn)行多級諧振充電。通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證與理論推導(dǎo)分析,結(jié)果表明多級諧振充電方式的Marx脈沖發(fā)生器可以改善傳統(tǒng)全固態(tài)Marx隨充電電壓升高而效率下降等問題,同時(shí)驗(yàn)證了該方案能夠通過簡單調(diào)整連接方式輸出不同極性脈沖,且輸出脈沖靈活多變,能夠適應(yīng)多種應(yīng)用場景。