李海濤, 梁曉宇, 趙博, 王艷萍, 胡長勇

(1.山東理工大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院,山東 淄博 255000; 2.國網(wǎng)山東電力公司泰安供電公司,山東 泰安 271000)

0 引 言

電磁發(fā)射需要采用瞬態(tài)功率非常高的高功率脈沖電源來驅(qū)動,由于電容儲能在放電方面具有很高的靈活性,當(dāng)前電磁發(fā)射用脈沖電源的主要儲能方式為電容儲能[1-2]。但是,電容儲能需要高壓電源充電,且儲能密度相對較低,使脈沖電源的體積和重量都較大,限制了其在實(shí)際系統(tǒng)中的應(yīng)用。為了提高電磁發(fā)射用脈沖電源的儲能密度,旋轉(zhuǎn)機(jī)械儲能和電感儲能引起了相關(guān)科研人員的興趣[3-7]。旋轉(zhuǎn)機(jī)械儲能密度高于電容儲能2個(gè)數(shù)量級以上,但是其為非靜止儲能,裝置結(jié)構(gòu)非常復(fù)雜,冷卻困難;電感儲能密度相對電容儲能要高1個(gè)數(shù)量級,結(jié)構(gòu)簡單,易冷卻,且具有較高的放電功率,成為近年來諸多學(xué)者的研究熱點(diǎn)。而且,隨著高溫超導(dǎo)儲能技術(shù)的日趨成熟,使電感儲能脈沖電源技術(shù)展現(xiàn)了更大的發(fā)展?jié)摿Α?/p>

然而,在大電流或高能量的情況下,電感儲能存在換流困難的問題,在很大程度上限制了電感儲能脈沖電源的工程應(yīng)用。為了解決電感儲能脈沖電源的換流問題,德法聯(lián)合實(shí)驗(yàn)室在多級電感串聯(lián)充電并聯(lián)放電的XRAM電路中采用通流能力大的晶閘管作為主開關(guān),采用半導(dǎo)體開關(guān)反向換流(inverse current commutation with semiconductor devices,ICCOS)技術(shù)來實(shí)現(xiàn)晶閘管的關(guān)斷[8]。目前,ICCOS換流技術(shù)已經(jīng)成功應(yīng)用于多個(gè)XRAM實(shí)驗(yàn)電路[9-11],最大關(guān)斷電流達(dá)到了28 kA[12]。另外,清華大學(xué)將ICCOS換流原理應(yīng)用于STRETCH meat grinder電路,提出基于ICCOS技術(shù)的STRETCH meat grinder電路以及多種衍生電路[13-14],進(jìn)一步為電感儲能脈沖電源提高電流關(guān)斷能力和降低系統(tǒng)成本提供了技術(shù)借鑒。

基于高溫超導(dǎo)脈沖變壓器的脈沖電源電路是電感儲能脈沖電源的一種重要的發(fā)展類型[15-18]。該類型的電路主要用高溫超導(dǎo)脈沖變壓器的原邊電感來儲能,通過降壓升流的方法來產(chǎn)生電流脈沖。隨著超導(dǎo)技術(shù)的發(fā)展,超導(dǎo)線材的通流能力得到大幅提升,可使高溫超導(dǎo)脈沖變壓器電感線圈具有更高的儲能密度。而且超導(dǎo)電感線圈的電阻為0,對初級充電電源的功率要求也大幅降低。不過,基于高溫超導(dǎo)脈沖變壓器的脈沖電源電路仍然存在電感電路的換流困難問題。

鑒于ICCOS技術(shù)在換流方面的優(yōu)勢,文獻(xiàn)[17]將ICCOS技術(shù)與高溫超導(dǎo)脈沖變壓器結(jié)合,提出一種基于ICCOS技術(shù)的超導(dǎo)電感儲能連續(xù)脈沖電源電路。在該電路中,晶閘管作為電路的主開關(guān)(斷路開關(guān)),用一個(gè)橋式電容轉(zhuǎn)換電路作為ICCOS模塊。其中,ICCOS模塊是電路的核心部分,不僅要確保晶閘管能夠可靠關(guān)斷,還要限制晶閘管兩端的電壓不宜過高。因此,ICCOS模塊參數(shù)的選擇直接關(guān)系著該脈沖電源電路能否正常運(yùn)行。為了準(zhǔn)確把握ICCOS模塊參數(shù)的選取,本文推導(dǎo)ICCOS模塊中電容器最大電壓及其第一周期的最小預(yù)充電壓的計(jì)算方法,并采用數(shù)值計(jì)算和電路仿真的方法得出隨電容值變化時(shí)電容器最大電壓及其第一周期最小預(yù)充電壓的變化趨勢,最后實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證分析結(jié)果的正確性。該工作可為該類脈沖電源的設(shè)計(jì)提供一定借鑒。

1 脈沖電源ICCOS模塊工作原理

基于ICCOS模塊的超導(dǎo)電感儲能連續(xù)脈沖電源電路如圖1所示。其中,ICCOS模塊為晶閘管開關(guān)T2～T5和脈沖電容器C組成的一個(gè)橋式電容轉(zhuǎn)換電路。電感L1和L2分別為超導(dǎo)脈沖變壓器的一次繞組電感(超導(dǎo)電感)和二次繞組電感(常導(dǎo)電感)。根據(jù)ICCOS換流原理,電路在連續(xù)充放電工作時(shí),需要在第一個(gè)周期對電容器C預(yù)充電,以完成對主開關(guān)T1的關(guān)斷。

圖1 基于ICCOS的超導(dǎo)電感儲能連續(xù)脈沖電源電路Fig.1 Superconducting inductive repetitive pulsed power supply circuit with ICCOS module

電路的工作過程為:觸發(fā)晶閘管T1導(dǎo)通后,初級電源Us對電感L1充電。當(dāng)充電電流達(dá)到預(yù)定值,同時(shí)觸發(fā)T2和T5導(dǎo)通,使具有預(yù)充電壓的電容器C對L1放電,同時(shí)對T1施加反向電流,并使其承受一段時(shí)間反向電壓,保證T1可靠關(guān)斷。當(dāng)C中電壓過零時(shí),L1極性發(fā)生反轉(zhuǎn),開始通過對C反向放電使其電流快速衰減。同時(shí),L2在互感作用下感應(yīng)出電流脈沖。該過程中,C對一次回路中的漏感能量進(jìn)行回收以實(shí)現(xiàn)自充電,并限制快速變化的磁通在L1兩端產(chǎn)生的過電壓。當(dāng)L1的電流衰減到0后,C保持一定的反向電壓。此時(shí),L2按RL指數(shù)規(guī)律對負(fù)載放電。當(dāng)負(fù)載電流脈沖達(dá)到預(yù)定寬度,再次觸發(fā)T1導(dǎo)通,使L1切換回充電狀態(tài),同時(shí)使二次回路中的剩余能量再次轉(zhuǎn)移到L1中。圖2為電路在連續(xù)運(yùn)行狀態(tài)下的典型電壓電流波形。

圖2 脈沖電源電路連續(xù)運(yùn)行電壓電流波形Fig.2 Voltage and current waveforms of the pulsed power supply circuit in continuous operation

可以看出,在電路連續(xù)工作的過程中,電容器C兩端電壓將發(fā)生有規(guī)律反轉(zhuǎn)。電容器可起到限制主開關(guān)兩端電壓的作用,選取合適的電容值可以將主開關(guān)的電壓限制在一定范圍。而且電容器通過漏感能量獲得的自充電壓要遠(yuǎn)高于其對預(yù)充電壓的要求,只要在第一個(gè)周期中電容器的預(yù)充電壓能夠?qū)⒅鏖_關(guān)關(guān)斷,則后續(xù)周期中主開關(guān)均可被可靠關(guān)斷。

2 電容器電壓計(jì)算

在電感儲能型脈沖電源中,電感電流的突變可能會導(dǎo)致主開關(guān)兩端產(chǎn)生過電壓,從而導(dǎo)致器件被擊穿。面對這種情況,大多采用多個(gè)開關(guān)模塊串聯(lián)分壓來提高主開關(guān)的耐壓能力,從而達(dá)到保護(hù)器件的目的。因此,降低放電過程中主開關(guān)兩端的電壓,有利于減少主開關(guān)的串聯(lián)模塊數(shù),提高脈沖電源的可靠性、降低實(shí)驗(yàn)成本。

由圖1電路的工作原理可知,ICCOS模塊中的電容器與超導(dǎo)儲能電感L1在放電過程中為并聯(lián)連接,其對L1的放電速度起到一定的減緩作用。晶閘管T1關(guān)斷后,其兩端的電壓實(shí)際為電容器電壓與初級電源電壓之和。因此,電容器電壓的求解是主開關(guān)電壓求解的關(guān)鍵。

由于電容器用于晶閘管T1關(guān)斷而消耗的能量相對于其預(yù)充電儲能而言非常小,可近似認(rèn)為在放電初始階段電容器的能量全部轉(zhuǎn)移至電感L1中。根據(jù)能量守恒原則,可得

(1)

式中:I0為第一周期主開關(guān)關(guān)斷前L1的充電電流;Upre為電容器C預(yù)充電電壓;I01為放電過程開始前電容器電壓衰減為0時(shí)電感L1的電流,具體可表示為

(2)

由文獻(xiàn)[18]推導(dǎo)可知,在放電過程開始后脈沖電源電路可等效解耦為二階RLC子電路和一階RL子電路,如圖3所示。其中:Ueq為二次側(cè)電路對一次側(cè)的反電動勢;Leq和Req分別為超導(dǎo)電感儲能連續(xù)脈沖電源電路解耦后的等效參數(shù)。

由于導(dǎo)軌型電磁發(fā)射的負(fù)載阻抗值非常小,Ueq可以忽略不計(jì)。等效參數(shù)Leq和Req可分別表示為:

Ltot=L2+LL;

(3)

Rtot=R2+RL;

(4)

(5)

(6)

式中M為電感L1和L2的互感。

圖3(a)電路電流的表達(dá)式為:

i1(t)=

(7)

Δ=L1Ltot-M2。

(8)

式中α、ωd和β為RLC子電路的特性參數(shù),其表達(dá)式分別為:

(9)

(10)

(11)

(12)

根據(jù)式(7)電流公式,可通過積分得到電容電壓為

uc(t)=

(13)

可以看出,電容器的電壓Uc與電容值C成負(fù)相關(guān)關(guān)系,若要得到較低的最大電壓Ucm,則不宜選取過小的電容值。另外,主開關(guān)的電壓為電容器電壓與初級電源電壓之和,而由于超導(dǎo)電感的初級充電電源電壓通常較低,則主開關(guān)的最大電壓可近似等于電容器最大電壓,即

Usm=Us+Ucm≈Ucm。

(14)

因此,在選擇ICCOS模塊電容值時(shí),應(yīng)綜合考慮ICCOS模塊的關(guān)斷功能與限壓功能,確保電路的平穩(wěn)可靠運(yùn)行。

3 電容器預(yù)充電壓選取

ICCOS模塊中的電容器應(yīng)產(chǎn)生足夠的電流脈沖使流過主開關(guān)晶閘管的電流為0,且晶閘管電流過零之后,還應(yīng)承受一段時(shí)間的反向電壓。這要求電容器電壓在晶閘管過零后仍高于初級電源電壓。超導(dǎo)電感對初級電源的電壓要求較低(幾伏至幾十伏),這有利于降低電容器的預(yù)充電壓,從而降低預(yù)充能量,提高電感儲能脈沖電源系統(tǒng)的能量密度。

根據(jù)文獻(xiàn)[19]的方法,主開關(guān)反流關(guān)斷過程等效電路如圖4所示。其中:Lc是線路和電容器的寄生電感;Upre為預(yù)充電壓;晶閘管T1視為理想開關(guān)。

圖4 主開關(guān)反流關(guān)斷過程的等效電路Fig.4 Equivalent circuit of the turn-off process of the main switch

由于Lc非常小,且產(chǎn)生反流脈沖ic的時(shí)間非常短,ic在晶閘管T1的電流過零之前可以近似認(rèn)為是線性變化的,其變化率可表示為

(15)

假設(shè)反流關(guān)斷階段的起始時(shí)間為t1,晶閘管電流過零的時(shí)間為t2,則反向電流脈沖的時(shí)域可表示為

(16)

電容器從產(chǎn)生反向電流脈沖到主開關(guān)晶閘管電流過零的時(shí)間段為反向電流脈沖的上升時(shí)間,即

(17)

式中I0為第一周期主開關(guān)關(guān)斷前L1的充電電流。tr時(shí)間段內(nèi)的電容器電壓變化量可表示為

(18)

在t2時(shí)刻電容器的電壓可表示為

uc(t2)=Upre+Δu1。

(19)

晶閘管T1電流過零后,仍要承受一段反向恢復(fù)時(shí)間tq的反向電壓才能可靠關(guān)斷。對于快速晶閘管,tq僅為數(shù)十微秒,又因?yàn)轭A(yù)充電壓相對較低,故可認(rèn)為晶閘管在反向恢復(fù)階段L1的電流不變。

根據(jù)電容器的電壓電流關(guān)系,tq時(shí)間段內(nèi)電容器的電壓變化量Δu2為

(20)

假設(shè)在t3時(shí)刻晶閘管T1完全關(guān)斷,電容器的剩余電壓為

uc(t3)=uc(t2)+Δu2。

(21)

根據(jù)晶閘管的關(guān)斷條件,若uc(t3)高于Us,則晶閘管T1能夠可靠關(guān)斷。由式(18)～式(21)可得電容器的預(yù)充電壓需要滿足的條件為

(22)

式(22)中,tq取決于晶閘管元件特性,預(yù)充電壓Upre主要受電容值C、電源電壓Us和充電電流I0的影響。在實(shí)際系統(tǒng)中,Us和I0一定的情況下,ICCOS模塊的參數(shù)設(shè)計(jì)應(yīng)考慮電容器預(yù)充電壓Upre和電容值C的關(guān)系。此外,考慮實(shí)際開關(guān)器件存在一定的導(dǎo)通壓降和寄生參數(shù),而且很難獲得精準(zhǔn)的晶閘管反向恢復(fù)時(shí)間,因此在實(shí)際應(yīng)用中需要在式(22)中對電容器預(yù)充電壓適當(dāng)增加一定裕量。

4 仿真與實(shí)驗(yàn)

4.1 仿真分析

為了驗(yàn)證ICCOS模塊中電容器最小預(yù)充電壓和放電過程中電容器最大電壓計(jì)算方法的正確性和有效性,本文基于實(shí)驗(yàn)室現(xiàn)有小型高溫超導(dǎo)脈沖變壓器參數(shù)進(jìn)行了相關(guān)的仿真對比。

小型高溫超導(dǎo)脈沖變壓器線圈如圖5所示。其原邊總匝數(shù)為160匝,由高溫超導(dǎo)帶材Bi2223/Ag繞制。其副邊總匝數(shù)為12匝,由銅板切割而成。液氮下測得線圈參數(shù)如表1所示,仿真和實(shí)驗(yàn)中的其他電路參數(shù)如表2所示。

表1 高溫超導(dǎo)脈沖變壓器的參數(shù)

表2 仿真和實(shí)驗(yàn)中的電路參數(shù)

圖5 小型高溫超導(dǎo)脈沖變壓器實(shí)物Fig.5 Photo of the small high temperature superconducting pulsed transformer

電路仿真選用Simplorer軟件平臺,電路中所有開關(guān)的導(dǎo)通壓降和導(dǎo)通電阻都選擇默認(rèn)參數(shù)值,分別為0.8 V和1 mΩ。通過在仿真中多次調(diào)整預(yù)充電壓值,確定不同電容值對應(yīng)的最小預(yù)充電壓值。圖6為不同電容值情況下對電容器預(yù)充電壓的計(jì)算和仿真結(jié)果對比。

圖6 電容器預(yù)充電壓的計(jì)算和仿真結(jié)果Fig.6 Calculation and simulation results of the capacitor pre-charged voltage

仿真結(jié)果顯示,電容從50 μF變化到300 μF,需要的預(yù)充電壓從122 V降低到29 V。可以看出,當(dāng)電容值增大時(shí),關(guān)斷主開關(guān)晶閘管所需要的預(yù)充電壓逐漸降低,且電容值越大,預(yù)充電壓降低的趨勢越平緩。仿真結(jié)果的曲線總體上在公式推導(dǎo)結(jié)果的曲線之上,但兩者差距不大且具有相同的變化趨勢,初步證明了電容器預(yù)充電壓計(jì)算方法是可行的。

為了與后面實(shí)驗(yàn)部分形成統(tǒng)一,仿真過程中采用的預(yù)充電壓值為理論電壓的1.5倍以上,與后文實(shí)驗(yàn)部分的預(yù)充電壓值相同。圖7為電容器電壓峰值的電路仿真與公式推導(dǎo)結(jié)果對比。仿真結(jié)果顯示,電容從50 μF增大到300 μF時(shí),電容最大電壓從427 V降低到217 V。整體上公式推導(dǎo)結(jié)果與仿真結(jié)果的差距較小,且兩者隨電容值的變化具有相同的變化趨勢。當(dāng)電容值較小時(shí),通過增大電容值來降低電容最大電壓的效果越明顯。

圖7 電容最大電壓的計(jì)算和仿真結(jié)果Fig.7 Calculation and simulation results of the maximum capacitor voltage

由以上仿真結(jié)果可以看出,ICCOS模塊中電容器的取值與主開關(guān)的關(guān)斷和對主開關(guān)的限壓2種功能密切相關(guān),且都隨著電容值的增大而降低,整體趨勢呈現(xiàn)明顯的非線性。由于原邊電感為超導(dǎo)電感,對初級電源要求較低,因此,電容器預(yù)充電壓遠(yuǎn)小于其電壓峰值,這使得連續(xù)脈沖輸出模式的起動較為容易。

4.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證仿真和公式推導(dǎo)結(jié)果,搭建了實(shí)驗(yàn)電路,如圖8所示。其中初級充電電源采用5 V恒壓電源,主開關(guān)及ICCOS模塊中的晶閘管都選用MTK-220型晶閘管模塊(其通流為220 A,耐壓為1 600 V,反向恢復(fù)時(shí)間為60 μs),電容器由3個(gè)100 μF、耐壓為4 000 V的脈沖電容器通過串并聯(lián)組合以獲得不同的電容值,負(fù)載用1 mΩ的采樣電阻來模擬。

圖8 實(shí)驗(yàn)電路Fig.8 Experimental circuit

實(shí)驗(yàn)電路的控制信號由FPGA產(chǎn)生,晶閘管觸發(fā)信號脈寬1 ms,連續(xù)脈沖頻率5 Hz。信號采集系統(tǒng)由多通道數(shù)據(jù)采集卡USB-6351和Labview軟件平臺構(gòu)成。因?qū)嶋H電路存在較多寄生參數(shù)干擾,最初電容器預(yù)充電壓選擇理論值附近時(shí),主開關(guān)晶閘管關(guān)斷的可靠性較低,容易使充電電流超過超導(dǎo)線圈的臨界電流。為確保主開關(guān)晶閘管可靠關(guān)斷,實(shí)驗(yàn)中電容器的預(yù)充電壓值調(diào)整到理論值的1.5倍以上。不同電容值下的實(shí)驗(yàn)波形如圖9所示?？梢钥闯?電容值較小時(shí)對預(yù)充電壓和最大電壓的影響較明顯,隨著電容值的增加,對預(yù)充電壓的要求明顯降低,不需要預(yù)充過大電壓就可以保證脈沖電源電路可靠運(yùn)行,而且主開關(guān)的電壓也可以限制在較低的范圍。

圖9 不同電容值下的實(shí)驗(yàn)波形Fig.9 Experimental waveforms with different capacitance

圖10為電容器相同預(yù)充電壓下,最大電容電壓值實(shí)驗(yàn)結(jié)果、公式計(jì)算結(jié)果和仿真結(jié)果對比圖。因?yàn)閷?shí)際電路存在較多寄生參數(shù),計(jì)算推導(dǎo)過程中進(jìn)行了一定的等值忽略及開關(guān)動態(tài)特性的影響,與預(yù)充電壓的理論計(jì)算曲線存在一定誤差,使計(jì)算曲線略低于仿真曲線?？梢酝ㄟ^選取一定裕量來實(shí)現(xiàn)主開關(guān)晶閘管的可靠關(guān)斷。從對比結(jié)果來看,電容器最大電壓與仿真和計(jì)算結(jié)果在可接受的范圍內(nèi),其趨勢一致,初步驗(yàn)證了理論分析的有效性。

圖10 電容最大電壓變化曲線Fig.10 Maximum voltage variation curve of capacitor

5 結(jié) 論

本文針對用于超導(dǎo)電感儲能型重復(fù)頻率脈沖電源的ICCOS模塊開展研究,從可靠關(guān)斷主開關(guān)晶閘管和限制主開關(guān)電壓兩個(gè)方面分析了ICCOS模塊中電容器的影響,并建立了小型實(shí)驗(yàn)平臺,對不同電容值情況進(jìn)行了測試?？梢缘贸?

1)ICCOS模塊中電容器預(yù)充電壓的取值與其電容值呈負(fù)相關(guān),且具有明顯的非線性;

2)電容值是影響主開關(guān)電壓峰值的重要因素,隨著電容值的增大,開關(guān)電壓峰值將迅速下降且下降趨勢逐漸放緩。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果初步驗(yàn)證了理論分析的有效性,可以為超導(dǎo)電感儲能型重復(fù)頻率脈沖電源用ICCOS模塊參數(shù)的選擇提供一定的參考。