何黎鵬 郭 強(qiáng) 肖蕙蕙 黃勇軍 向文凱

含負(fù)載前饋補(bǔ)償?shù)碾娏餍蚉WM整流器改進(jìn)無(wú)差拍控制

何黎鵬1,2郭 強(qiáng)1,2肖蕙蕙1,2黃勇軍1,2向文凱1,2

（1. 重慶理工大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院 重慶 400054 2. 重慶市能源互聯(lián)網(wǎng)工程技術(shù)研究中心 重慶 400054）

針對(duì)三相電流源型PWM整流器直流側(cè)電壓-直流側(cè)電流雙閉環(huán)控制策略中動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度較慢、參數(shù)整定復(fù)雜的問題，該文提出一種無(wú)差拍預(yù)測(cè)電流控制與負(fù)載功率前饋補(bǔ)償相結(jié)合的改進(jìn)控制策略。首先，分析三相電流源型PWM整流器在兩相靜止坐標(biāo)系中的網(wǎng)側(cè)離散化數(shù)學(xué)模型，在此基礎(chǔ)上，電流內(nèi)環(huán)采用無(wú)差拍控制跟蹤網(wǎng)側(cè)電流，但由于電感參數(shù)與控制延時(shí)的影響，將導(dǎo)致網(wǎng)側(cè)電流控制精度及波形質(zhì)量下降。針對(duì)此問題，該文采用改進(jìn)型無(wú)差拍控制策略，并利用根軌跡法對(duì)電流內(nèi)環(huán)穩(wěn)定性能進(jìn)行分析。在環(huán)路設(shè)計(jì)中，通過在外環(huán)上加入負(fù)載功率前饋等效電流，加快了系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)，解決了負(fù)載突變時(shí)直流側(cè)電壓超調(diào)問題。最后，對(duì)傳統(tǒng)方案和改進(jìn)方案進(jìn)行了對(duì)比仿真測(cè)試和樣機(jī)實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了所提控制策略的正確性。

PWM整流器 無(wú)差拍控制 功率前饋 預(yù)測(cè)兩拍

0 引言

脈沖寬度調(diào)制（Pulse Width Modulation, PWM）整流器克服了二極管整流器和晶閘管相控整流器網(wǎng)側(cè)電流畸變率大和功率因數(shù)低等缺點(diǎn)，已成為電力電子熱點(diǎn)研究方向之一[1-2]。PWM整流器分為電壓源型整流器（Voltage Source Rectifier, VSR）和電流源型整流器（Current Source Rectifier, CSR）兩類，長(zhǎng)期以來(lái)，VSR以拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、易于控制、低損耗等優(yōu)點(diǎn)成為PWM整流器研究的重點(diǎn)[3]。然而，在一些特定場(chǎng)合下，CSR因具有降壓輸出、直接電流控制、諧波電流抑制等優(yōu)點(diǎn)相較于VSR更具有優(yōu)勢(shì)[4-8]。

目前，CSR廣泛采用雙閉環(huán)PI控制，包括直流側(cè)電流-網(wǎng)側(cè)電流雙閉環(huán)、直流側(cè)電壓-直流側(cè)電流雙閉環(huán)（后文簡(jiǎn)稱：電壓-電流雙閉環(huán)）兩種方式[9-10]，當(dāng)三相CSR作為有源前端時(shí)，需要對(duì)輸出電壓進(jìn)行控制，故采用電壓-電流雙閉環(huán)控制[11-14]。文獻(xiàn)[11-12]采用電壓-電流雙閉環(huán)控制策略，控制結(jié)構(gòu)雖然簡(jiǎn)單，但當(dāng)負(fù)載變化時(shí)，直流母線電壓波動(dòng)范圍較大，其波動(dòng)幅值大于30 V。文獻(xiàn)[13]在雙閉環(huán)控制策略的基礎(chǔ)上，引入電容電壓反饋有源阻尼法，改善了網(wǎng)側(cè)電流質(zhì)量，但當(dāng)負(fù)載變動(dòng)時(shí)其輸出電壓波動(dòng)較大。文獻(xiàn)[14]中電壓外環(huán)采用狀態(tài)反饋控制策略替代了傳統(tǒng)PI控制，在交流側(cè)引入虛擬阻抗的控制方法，該控制策略簡(jiǎn)單、便于實(shí)現(xiàn)，但當(dāng)負(fù)載變化時(shí)，直流側(cè)輸出電壓波動(dòng)幅值增大（約30 V），且恢復(fù)時(shí)間較長(zhǎng)（約30 ms）。由上述文獻(xiàn)可知，三相CSR采用電壓-電流雙閉環(huán)控制策略，當(dāng)負(fù)載發(fā)生突變時(shí)，輸出電壓均產(chǎn)生較大超調(diào)。

VSR中同樣存在負(fù)載突變時(shí)導(dǎo)致直流母線電壓超調(diào)的問題。針對(duì)這一問題，文獻(xiàn)[15]提出將電容儲(chǔ)能作為外環(huán)反饋，并將負(fù)載功率進(jìn)行前饋的控制方法。文獻(xiàn)[16]提出一種負(fù)載電流前饋控制策略，根據(jù)負(fù)載擾動(dòng)瞬時(shí)功率關(guān)系，將補(bǔ)償電流與負(fù)載電流均作為有功電流補(bǔ)償進(jìn)行前饋控制。文獻(xiàn)[17]提出一種結(jié)合自抗擾和負(fù)載功率前饋的電壓-電流雙閉環(huán)控制策略。上述文獻(xiàn)通過引入前饋控制有效地改善了因負(fù)載突變引起的輸出電壓波動(dòng)問題。然而，CSR因直流側(cè)電容取值一般較小，導(dǎo)致電容儲(chǔ)能較少，故僅依靠前饋控制改善負(fù)載突變時(shí)輸出電壓的波動(dòng)問題還不夠。

無(wú)差拍控制（Deadbeat Control, DBC）因具有良好的動(dòng)態(tài)性能、控制精度高、電流跟蹤速度快、控制結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、易于調(diào)試等優(yōu)點(diǎn)[18-20]，已被廣泛運(yùn)用在VSR和Vienna整流器上[21-22]。然而對(duì)于CSR整流器，文獻(xiàn)[23]采用了電流內(nèi)環(huán)無(wú)差拍控制，改善了系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能，但未考慮因控制延時(shí)造成的電流預(yù)測(cè)誤差。文獻(xiàn)[24]采用無(wú)差拍控制跟蹤網(wǎng)側(cè)電流，并在外環(huán)引入自適應(yīng)線譜增強(qiáng)器，抑制了系統(tǒng)控制延時(shí)帶來(lái)的誤差影響，但該控制方法使控制結(jié)構(gòu)變得復(fù)雜，計(jì)算量較大。

針對(duì)上述文獻(xiàn)關(guān)于CSR控制策略的不足，本文提出改進(jìn)型DBC策略。首先，通過分析CSR在ab兩相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，推導(dǎo)出CSR改進(jìn)型DBC策略下域傳遞函數(shù)；其次，利用根軌跡法對(duì)電流內(nèi)環(huán)穩(wěn)定性能進(jìn)行分析，通過在內(nèi)環(huán)采用DBC，提高了網(wǎng)側(cè)電流質(zhì)量，改善了系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)；此外，在電壓外環(huán)中引入負(fù)載功率前饋等效電流，解決了負(fù)載突變時(shí)輸出電壓波動(dòng)過大的問題；最后，通過仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了文中所提控制策略的正確性與可行性。

1 三相CSR建模

如圖1所示為三相CSR帶容性負(fù)載的主拓?fù)潆娐吩怼?i>v為網(wǎng)側(cè)輸入電壓，為網(wǎng)側(cè)輸入電流，u為交流側(cè)輸入電壓，sx為交流側(cè)輸入電流，=a, b, c；網(wǎng)側(cè)電感g(shù)與網(wǎng)側(cè)電容g構(gòu)成LC二階濾波器與電網(wǎng)相連，用以濾除網(wǎng)側(cè)電流諧波以及整流橋中的高頻開關(guān)分量；s為網(wǎng)側(cè)濾波電感和線路上的等效電阻；將與負(fù)載串聯(lián)的電感dc均分為感值相同的dc+和dc-，既起到了對(duì)整流器輸出電流的濾波作用，又降低了共模噪聲電流；S1～S6為整流器開關(guān)功率管；VD為續(xù)流二極管，起到簡(jiǎn)化電路結(jié)構(gòu)以及降低開關(guān)器件導(dǎo)通損耗的作用。

圖1 三相CSR電路原理

由圖1可得，CSR在abc三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為

通過坐標(biāo)變換矩陣3s/2s進(jìn)行Clarke變換，3s/2s表示為

得到三相CSR在ab兩相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為

式中，ua、ub，ga、gb，ga、gb分別為交流濾波電容電壓，網(wǎng)側(cè)電壓和網(wǎng)側(cè)電流的a軸、b軸分量。

2 直流電壓環(huán)及功率前饋控制

2.1 直流側(cè)電壓環(huán)控制

三相CSR改進(jìn)型功率前饋無(wú)差拍控制由電壓外環(huán)PI控制、改進(jìn)無(wú)差拍內(nèi)環(huán)控制以及功率前饋控制三部分組成，系統(tǒng)控制框圖如圖2所示。

圖2 系統(tǒng)控制框圖

式中，p、i分別為比例系數(shù)和積分系數(shù)。

2.2 功率前饋控制

忽略整流器及濾波電路中功率損耗，且假定系統(tǒng)運(yùn)行在單位功率因數(shù)下，根據(jù)功率守恒理論[25]得

式中，G、o分別為網(wǎng)側(cè)輸入有功功率和直流側(cè)輸出有功功率；L為負(fù)載電流；o為輸出電壓穩(wěn)態(tài)值；gm、gm分別為網(wǎng)側(cè)輸入電壓、電流幅值。

因本文分析CSR在ab下的數(shù)學(xué)模型，則需要將dq坐標(biāo)系下的網(wǎng)側(cè)參考電流通過Park逆變換得到ab坐標(biāo)系下的電流，具體表示為

3 無(wú)差拍控制策略

3.1 傳統(tǒng)無(wú)差拍控制

DBC是模型預(yù)測(cè)控制中的一種預(yù)測(cè)控制方法，即通過當(dāng)前時(shí)刻電流輸入量和控制量，預(yù)測(cè)下一時(shí)刻電流量，將該預(yù)測(cè)電流值給到當(dāng)前時(shí)刻電流給定值，通過構(gòu)造算法計(jì)算占空比，使得網(wǎng)側(cè)電流精確跟蹤參考電流，無(wú)差拍控制結(jié)構(gòu)如圖3所示。

對(duì)式（3）采用前向差分運(yùn)算進(jìn)行離散化得

圖3 無(wú)差拍控制結(jié)構(gòu)

式中，s為開關(guān)周期。

為使+1時(shí)刻電流精確跟蹤參考電流，實(shí)現(xiàn)無(wú)差跟蹤，令

根據(jù)式（9）和式（10），可以計(jì)算出交流側(cè)濾波電壓為

通過基爾霍夫電流定律得出CSR交流側(cè)輸入電流為

傳統(tǒng)DBC中，由于控制延時(shí)的影響，將導(dǎo)致控制量s()延遲輸出，圖4為控制量s()的控制延時(shí)示意圖。

圖4 控制延時(shí)示意圖

3.2 改進(jìn)無(wú)差拍控制及其穩(wěn)定性分析

3.1節(jié)分析了傳統(tǒng)無(wú)差拍控制中因控制延時(shí)影響，會(huì)造成網(wǎng)側(cè)電流畸變。對(duì)此，本文采用改進(jìn)型DBC方法，即預(yù)測(cè)至+2時(shí)刻。圖5為改進(jìn)型DBC控制延時(shí)示意圖。

圖5 改進(jìn)算法的控制延時(shí)示意圖

將式（9）中預(yù)測(cè)電流再向后推算到+2時(shí)刻，可得

此時(shí)為了達(dá)到無(wú)差拍控制的效果，令

為了方便分析計(jì)算，忽略網(wǎng)側(cè)濾波電感等效電阻，根據(jù)式（9）和式（13）可得到第時(shí)刻和第+1時(shí)刻的電流偏差分別為

通常DBC不存在零誤差現(xiàn)象，因此某一時(shí)刻電流偏差可等同于相鄰時(shí)刻電流偏差的平均值，此時(shí)第+1時(shí)刻電流偏差為

整理式（13）～式（16）可得CSR交流側(cè)濾波電壓為

由于系統(tǒng)的采樣頻率遠(yuǎn)高于電網(wǎng)電壓頻率，得

根據(jù)基爾霍夫電流定律可知，預(yù)測(cè)時(shí)刻的CSR交流側(cè)調(diào)制電流為

在ab坐標(biāo)系下三相CSR不存在耦合，因此以a軸為例給出電流內(nèi)環(huán)改進(jìn)無(wú)差拍控制框圖如圖6所示，圖中h()為零階保持器（Zero-Order Holder, ZOH），其傳遞函數(shù)表達(dá)式為

圖6 改進(jìn)無(wú)差拍控制框圖

根據(jù)圖6，忽略電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)擾動(dòng)，可知網(wǎng)側(cè)二階被控對(duì)象傳遞函數(shù)為

采用零階保持器對(duì)g2s()進(jìn)行離散化，其離散域傳遞函數(shù)表達(dá)式為

其中

同理將其他域傳遞函數(shù)轉(zhuǎn)換成域傳遞函數(shù)為

圖7所示為改進(jìn)型DBC控制的離散域模型，可以得到電流內(nèi)環(huán)開環(huán)、閉環(huán)傳遞函數(shù)分別為

圖7 z域下改進(jìn)DBC框圖

若要兼顧電流內(nèi)環(huán)動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度與系統(tǒng)穩(wěn)定性，則需要合理設(shè)計(jì)的取值。電流環(huán)閉環(huán)零極點(diǎn)分布如圖8所示，系統(tǒng)的共軛極點(diǎn)將隨著值增加而向左半單位圓移動(dòng)，當(dāng)極點(diǎn)位于左半單位圓內(nèi)時(shí)，系統(tǒng)動(dòng)態(tài)過程性能欠佳。因此，為了確保系統(tǒng)具有良好的動(dòng)態(tài)、靜態(tài)性能，希望閉環(huán)極點(diǎn)位于平面的右半單位圓內(nèi)且共軛復(fù)數(shù)極點(diǎn)阻尼比接近0.707，文中選取=1.5。

圖8 電流環(huán)閉環(huán)零極點(diǎn)分布

4 系統(tǒng)仿真與實(shí)驗(yàn)分析

4.1 仿真分析

利用Matlab/Simulink搭建三相CSR仿真系統(tǒng)，通過與傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制策略進(jìn)行對(duì)比分析，從而驗(yàn)證所提控制策略的正確性。CSR仿真參數(shù)見表1。

表1 CSR仿真參數(shù)

Tab.1 Simulation parameters of CSR

采用傳統(tǒng)控制策略時(shí)仿真結(jié)果如圖9所示，三相網(wǎng)側(cè)電流波形質(zhì)量較差，總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion, THD）為3.97 %。文中所提控制方法仿真結(jié)果如圖10所示，可以看出網(wǎng)側(cè)電流THD僅為1.52 %，波形質(zhì)量高；網(wǎng)側(cè)電壓、電流同相位運(yùn)行，其功率因數(shù)大于0.995。

圖11為兩種控制策略以50 %負(fù)荷帶載啟動(dòng)時(shí)直流側(cè)輸出電壓o波形?？梢园l(fā)現(xiàn)，采用本文所提控制策略時(shí)，o在15 ms左右穩(wěn)定至給定值，整個(gè)響應(yīng)過程超調(diào)量小；而采用傳統(tǒng)控制策略調(diào)節(jié)時(shí)間約為55 ms，且存在較大超調(diào)。

（a）網(wǎng)側(cè)三相電流

（b）網(wǎng)側(cè)電流的頻譜分析

（c）a相電網(wǎng)電壓和網(wǎng)側(cè)電流

（d）網(wǎng)側(cè)輸入功率因數(shù)

圖9 傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制策略仿真結(jié)果

Fig.9 Simulation results of traditional double closed-loop control strategy

（a）網(wǎng)側(cè)三相電流

（b）網(wǎng)側(cè)電流的頻譜分析

（c）a相電網(wǎng)電壓和網(wǎng)側(cè)電流

（d）網(wǎng)側(cè)輸入功率因數(shù)

圖10 所提控制策略仿真結(jié)果

Fig.10 Simulation results of the proposed control strategy

圖11 兩種控制策略的輸出電壓

為了驗(yàn)證所提控制策略動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力，圖12與圖13分別給出了CSR負(fù)載由滿載減至半載工況下傳統(tǒng)控制策略和所提控制策略的仿真結(jié)果。在傳統(tǒng)控制策略中突減負(fù)載時(shí)，直流側(cè)輸出電壓o超調(diào)大于35 V，調(diào)節(jié)時(shí)間約為60 ms，有功功率從滿載切換至半載調(diào)節(jié)時(shí)間較長(zhǎng)；而本文所提控制方法在突減時(shí)，o能在5 ms內(nèi)達(dá)到新的穩(wěn)態(tài)并實(shí)現(xiàn)對(duì)給定值的跟蹤，整個(gè)過程電壓波動(dòng)最大值僅為13 V，網(wǎng)側(cè)電流無(wú)明顯畸變，有功功率快速到達(dá)穩(wěn)態(tài)。

（a）直流側(cè)電壓電流與網(wǎng)側(cè)電壓電流

（b）有功、無(wú)功功率

圖12 傳統(tǒng)控制策略下滿載減至半載仿真結(jié)果

Fig.12 Simulation results of full load reduction to half load under traditional control strategy

（a）直流側(cè)電壓電流與網(wǎng)側(cè)電壓電流

（b）有功、無(wú)功功率

圖13 所提控制策略下滿載減至半載仿真結(jié)果

Fig.13 Simulation results of full load reduction to half load under the proposed control strategy

圖14與圖15給出了CSR負(fù)載由半載增加至滿載工況下兩種控制策略的仿真結(jié)果。雖然傳統(tǒng)控制策略在突加負(fù)載時(shí)，網(wǎng)側(cè)電流未產(chǎn)生明顯畸變，但直流側(cè)輸出電壓o跌落至365 V，經(jīng)過70 ms左右才恢復(fù)至給定值400 V，無(wú)功功率也存在一定的波動(dòng)。然而采用所提控制策略時(shí)，當(dāng)突加負(fù)載o僅跌落14 V，且僅需5 ms便可實(shí)現(xiàn)對(duì)給定值的跟蹤，同時(shí)網(wǎng)側(cè)電流在轉(zhuǎn)換過程中波形保持完好。

（a）直流側(cè)電壓電流與網(wǎng)側(cè)電壓電流

（b）有功、無(wú)功功率

圖14 傳統(tǒng)控制策略下半載增加至滿載仿真結(jié)果

Fig.14 Simulation results of half load increase to full load under traditional control strategy

（a）直流側(cè)電壓電流與網(wǎng)側(cè)電壓電流

（b）有功、無(wú)功功率

圖15 所提控制策略下半載增加至滿載仿真結(jié)果

Fig.15 Simulation results of half load increase to full load under the proposed control strategy

4.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證所提控制策略的有效性，搭建三相CSR實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，如圖16所示，實(shí)驗(yàn)電氣參數(shù)同仿真參數(shù)一致。三相可編程電源采用Chroma-61830，直流側(cè)電子負(fù)載采用ITECH-IT8918，以TMS320F28335+CPLD芯片為控制核心。

圖16 三相CSR實(shí)驗(yàn)樣機(jī)

當(dāng)系統(tǒng)功率為3 kW（半載）和6 kW（滿載）時(shí)，所提控制策略實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖17所示。可以看到文中所提出的控制策略工作在半載或滿載時(shí)均能滿足三相CSR系統(tǒng)的控制目標(biāo)：網(wǎng)側(cè)電壓電流同相位，網(wǎng)側(cè)電流在半載、滿載運(yùn)行時(shí)均呈正弦化，其THD分別為2.08 %和2.48 %；直流側(cè)輸出電壓o保持400 V穩(wěn)定輸出，無(wú)電壓波動(dòng)。

（b）網(wǎng)側(cè)電流THD（3 kW）

（d）網(wǎng)側(cè)電流THD（6 kW）

圖17 所提控制策略實(shí)驗(yàn)結(jié)果

Fig.17 Experimental results of the proposed control strategy

圖18、圖19分別給出了未加與加入負(fù)載功率前饋控制策略兩種情況下突減負(fù)載、突加負(fù)載的實(shí)驗(yàn)波形。可以看出，未加負(fù)載功率前饋控制在負(fù)載突減或突加時(shí)，直流側(cè)輸出電壓o存在明顯波動(dòng)，其波動(dòng)幅值已超過30 V，且在突變時(shí)刻網(wǎng)側(cè)電流發(fā)生畸變；而加入負(fù)載功率前饋控制策略時(shí)，其網(wǎng)側(cè)電流在負(fù)載突變時(shí)刻無(wú)明顯畸變，電流質(zhì)量保持良好，直流側(cè)電感電流dc能快速達(dá)到穩(wěn)定值，o能在半個(gè)周期內(nèi)達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)，波動(dòng)幅值峰值僅為15 V。

（a）負(fù)載突減

（b）負(fù)載突增

圖18 未加負(fù)載功率前饋瞬態(tài)響應(yīng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果

Fig.18 Transient response experimental results of without load power feed-forward

（a）負(fù)載突減

（b）負(fù)載突增

圖19 加入負(fù)載功率前饋瞬態(tài)響應(yīng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果

Fig.19 Transient response experimental results of load power feed-forward

圖20為系統(tǒng)在穩(wěn)態(tài)和負(fù)載突變工況下的有功、無(wú)功功率實(shí)驗(yàn)波形。從圖20a、圖20b可以看出，采用本文所提控制策略時(shí)，系統(tǒng)在滿載或半載穩(wěn)態(tài)工況下有功功率、無(wú)功功率獨(dú)立穩(wěn)定輸出，無(wú)功功率始終近似為零，系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)運(yùn)行；圖20c、圖20d分別給出了負(fù)載突變時(shí)有功、無(wú)功功率變化的波形，可以看出，負(fù)載發(fā)生突增和突減兩種情況下，系統(tǒng)有功、無(wú)功功率均能夠快速恢復(fù)且穩(wěn)定獨(dú)立輸出，無(wú)功功率始終保持近似為零。

（a）半載時(shí)有功、無(wú)功功率

（b）滿載時(shí)有功、無(wú)功功率

（c）負(fù)載突增時(shí)有功、無(wú)功功率

（d）負(fù)載突減時(shí)有功、無(wú)功功率

圖20 所提控制策略有功、無(wú)功功率實(shí)驗(yàn)波形

Fig.20 Active and reactive power experimental waveforms of the proposed control strategy

上述仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本文提出的控制策略能使三相CSR系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性能良好，同時(shí)在負(fù)載突增、突減等工況下瞬態(tài)響應(yīng)也十分迅速，驗(yàn)證了所提控制策略的正確性。

5 結(jié)論

本文通過分析三相CSR網(wǎng)側(cè)在兩相靜止坐標(biāo)系的數(shù)學(xué)模型，提出了內(nèi)環(huán)采用改進(jìn)型DBC策略，并利用根軌跡法對(duì)電流內(nèi)環(huán)穩(wěn)定性能進(jìn)行分析。在環(huán)路設(shè)計(jì)中，通過在外環(huán)上加入負(fù)載功率前饋等效電流，加快了系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)，解決了負(fù)載突變時(shí)直流側(cè)電壓超調(diào)問題。通過與傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制策略的仿真進(jìn)行對(duì)比分析與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，得到以下結(jié)論：

1）本文所提出的控制策略使系統(tǒng)具有良好的運(yùn)行性能，其中在不同功率負(fù)載下，均能實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)運(yùn)行，電流THD值均低于限制值且輸出電壓穩(wěn)定、系統(tǒng)瞬態(tài)響應(yīng)迅速。

2）在外環(huán)引入負(fù)載功率前饋，能有效改善系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。當(dāng)負(fù)載發(fā)生突增或突減變化時(shí)，均能保證直流側(cè)輸出電壓快速恢復(fù)至給定值，且有效抑制了其過沖和下沖電壓。

[1] 郭文杰, 林飛, 鄭瓊林. 三相電壓型PWM整流器的級(jí)聯(lián)式非線性PI控制[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2006, 26(2): 138-142.

Guo Wenjie, Lin Fei, Zheng Qionglin. The cascaded nonlinear PI control for three-phase voltage source PWM rectifier[J]. Proceedings of the CSEE, 2006, 26(2): 138-142.

[2] 李和明, 朱曉榮, 石新春, 等. 電流型PWM整流器的不平衡控制[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2010, 25(7): 85- 92.

Li Heming, Zhu Xiaorong, Shi Xinchun, et al. A control scheme of current-source PWM rectifier under unbalanced supply conditions[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2010, 25(7): 85-92.

[3] 談龍成, 李耀華, 劉叢偉, 等. 三相電流型PWM整流器的功率因數(shù)控制方法[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2010, 25(2): 86-93.

Tan Longcheng, Li Yaohua, Liu Congwei, et al. Power factor control method of three phase current source PWM rectifier[J]. Transactions of China Elec- trotechnical Society, 2010, 25(2): 86-93.

[4] 秦海鴻, 張?chǎng)? 朱梓悅, 等. 電流型PWM整流器疊流時(shí)間對(duì)網(wǎng)側(cè)電流影響及其抑制方法[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2016, 31(12): 142-152.

Qin Haihong, Zhang Xin, Zhu Ziyue, et al. Influence of overlap time on the AC grid current of current source PWM rectifier and restraining method[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2016, 31(12): 142-152.

[5] 郭強(qiáng), 劉和平, 彭東林, 等. 靜止坐標(biāo)系下電流型PWM整流器電流環(huán)控制策略研究及其參數(shù)設(shè)計(jì)[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2014, 34(15): 2353-2361.

Guo Qiang, Liu Heping, Peng Donglin, et al. A novel control strategy and its parameter design of the current-loop in a stationary frame for current-source PWM rectifiers[J]. Proceedings of the CSEE, 2014, 34(15): 2353-2361.

[6] Zhang Yu, Yi Yongxian, Dong Peimeng, et al. Simplified model and control strategy of three-phase PWM current source rectifiers for DC voltage power supply applications[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2015, 3(4): 1090-1099.

[7] Bai Zhihong, Ruan Xinbo, Zhang Zhongchao. A generic six-step direct PWM (SS-DPWM) scheme for current source converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2010, 25(3): 659-666.

[8] 張強(qiáng), 吳延飛, 張保順, 等. 基于三相電流型五電平整流器的空間矢量脈寬調(diào)制算法[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2020, 35(24): 5134-5141.

Zhang Qiang, Wu Yanfei, Zhang Baoshun, et al. Space vector pulse width modulation strategy based on three-phase five-level current source rectifier[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(24): 5134-5141.

[9] 郭強(qiáng), 劉和平, 彭東林, 等. 電流型PWM整流器多環(huán)控制策略及其參數(shù)設(shè)計(jì)[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2015, 35(5): 1193-1202.

Guo Qiang, Liu Heping, Peng Donglin, et al. A multi-loop control strategy and parameter design for current-source PWM rectifiers[J]. Proceedings of the CSEE, 2015, 35(5): 1193-1202.

[10] Nussbaumer T, Heldwein M L, Gong Guanghai, et al. Comparison of prediction techniques to compensate time delays caused by digital control of a three-phase Buck-type PWM rectifier system[J]. IEEE Transa- ctions on Industrial Electronics, 2008, 55(2): 791- 799.

[11] Xu Fan, Guo Ben, Xu Zhuxian, et al. Paralleled three-phase current-source rectifiers for high- efficiency power supply applications[J]. IEEE Transa- ctions on Industry Applications, 2015, 51(3): 2388- 2397.

[12] Xu Fan, Guo Ben, Tolbert L M, et al. An all-SiC three-phase Buck rectifier for high-efficiency data center power supplies[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2013, 49(6): 2662-2673.

[13] 郭強(qiáng), 周琛力, 李山. 面向電流源型PWM整流器直流側(cè)電壓的多環(huán)路控制策略[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2022, 37(8): 2051-2063.

Guo Qiang, Zhou Chenli, Li Shan. A multiple loops control strategy based on DC link voltage of current source PWM rectifiers[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(8): 2051-2063.

[14] 易永仙, 張宇, 李民英, 等. 電流源型PWM整流器帶容性負(fù)載的解耦控制方法[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2016, 31(4): 95-103.

Yi Yongxian, Zhang Yu, Li Minying, et al. Decoupling control strategy of current-source PWM rectifier with capacitive load[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2016, 31(4): 95-103.

[15] 姜衛(wèi)東, 李王敏, 佘陽(yáng)陽(yáng), 等. 直流電容儲(chǔ)能反饋和負(fù)載功率前饋的PWM整流器控制策略[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2015, 30(8): 151-158.

Jiang Weidong, Li Wangmin, She Yangyang, et al. Control strategy for PWM rectifier based on feedback of the energy stored in capacitor and load power feed-forward[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2015, 30(8): 151-158.

[16] 姚緒梁, 王旭, 馮澤文. 改善三相電壓型PWM整流器動(dòng)態(tài)性能的研究[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2016, 31(增刊1): 169-175.

Yao Xuliang, Wang Xu, Feng Zewen. Research on of improvement of the dynamic ability for PWM rectifier[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2016, 31(S1): 169-175.

[17] 朱進(jìn)權(quán), 葛瓊璇, 王曉新, 等. 基于自抗擾和負(fù)載功率前饋的高速磁懸浮系統(tǒng)PWM整流器控制策略[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2021, 36(2): 320-329.

Zhu Jinquan, Ge Qiongxuan, Wang Xiaoxin, et al. Control strategy for PWM rectifier of high-speed maglev based on active disturbance rejection control and load power feed-forward[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(2): 320- 329.

[18] 陳燕東, 羅安, 周樂明, 等. 一種功率前饋的魯棒預(yù)測(cè)無(wú)差拍并網(wǎng)控制方法[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2013, 33(36): 62-70, 10.

Chen Yandong, Luo An, Zhou Leming, et al. A robust predictive deadbeat grid-connected control method based on power feed-forward control[J]. Proceedings of the CSEE, 2013, 33(36): 62-70, 10.

[19] Wang Ping, Bi Yuxuan, Gao Fei, et al. An improved deadbeat control method for single-phase PWM rectifiers in charging system for EVs[J]. IEEE Transactions on Vehicular Technology, 2019, 68(10): 9672-9681.

[20] Wang Bo, Dong Zhen, Yu Yong, et al. Static-errorless deadbeat predictive current control using second- order sliding-mode disturbance observer for induction machine drives[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2018, 33(3): 2395-2403.

[21] 余晨輝, 汪鳳翔, 林貴應(yīng). 基于在線擾動(dòng)補(bǔ)償?shù)娜娖絇WM整流器級(jí)聯(lián)式無(wú)差拍控制策略[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2022, 37(4): 954-963.

Yu Chenhui, Wang Fengxiang, Lin Guiying. Cascaded deadbeat control strategy with online disturbance compensation for three-level PWM rectifier[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(4): 954-963.

[22] 曹穆, 許嘉沄, 王珊珊, 等. 不平衡電網(wǎng)下Vienna整流器無(wú)差拍預(yù)測(cè)控制[J]. 電力電子技術(shù), 2022, 56(4): 4-6, 11.

Cao Mu, Xu Jiayun, Wang Shanshan, et al. Deadbeat prediction control of Vienna rectifier under unbalanced power grid[J]. Power Electronics, 2022, 56(4): 4-6, 11.

[23] Feng Yuelu, Konishi Y, Nakaoka M. Deadbeat control scheme for three phase current-fed PFC converter with an optimum PWM strategy[C]//IEEE 1999 International Conference on Power Electronics and Drive Systems, Hong Kong, China, 2002: 485-488.

[24] Nishida K, Konishi Y, Nakaoka M. Novel current control scheme with deadbeat algorithm and adaptive line enhancer for three-phase current-source active power filter[C]//IEEE 2001 Industry Applications Conference, Chicago, IL, USA, 2001: 194-201.

[25] 李山, 馬雯, 郭強(qiáng), 等. 非理想電網(wǎng)條件下PWM整流器優(yōu)化預(yù)測(cè)功率控制[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2022, 37(18): 4745-4756.

Li Shan, Ma Wen, Guo Qiang, et al. Optimal predictive power control of PWM rectifier under nonideal grid conditions[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(18): 4745-4756.

Improved Deadbeat Control of Current-Source PWM Rectifiers with Load Feed-Forward Compensation

1,21,21,21,21,2

（1. School of Electrical and Electronic Engineering Chongqing University of Technology Chongqing 400054 China 2. Chongqing Engineering Research Center of Energy Internet Chongqing 400054 China）

In a three-phase current source PWM rectifier (CSR), it is necessary to maintain good dynamic performance and supply constant DC output voltage. However, the DC-side voltage and DC-side current double closed-loop control strategy has a slow dynamic response and is prone to an output voltage of DC-side overshoot during load sudden changes. Therefore, this paper proposes an improved control strategy scheme combined with deadbeat predictive current control and load power feedforward compensation.

Firstly, based on the power conservation theory, the power relationship between the input side and the output side of the rectifier is analyzed, and the feedforward current is obtained as the reference current of the inner loop current by feedforward compensation of the DC side power. Secondly, the discrete mathematical model of a three-phase current source PWM rectifier in a two-phase static coordinate system is analyzed. The equation relationship between grid-side current & voltage and AC-side voltage is deduced from the mathematical model according to that the internal loop current is tracked by deadbeat control. However, due to the influence of inductance parameters and control delay, the grid-side current’s control accuracy and waveform quality will be degraded. Accordingly, an improved deadbeat control strategy is adopted. The control algorithm is predicted to the time+2, and the current at the time+1 is eliminated by the arithmetic iteration process. It can avoid the deepening of the assumption approximation, make the current at the timedirectly related to the current at the time+2, and simplify the calculation process. The results show that this method improves the control accuracy of grid-side current and reduces the current harmonic content. Finally, the root locus method is used to analyze the stability of the current inner loop.

The comparative simulation and experimental results show that the improved scheme is superior to the conventional scheme in steady and dynamic conditions. Under steady-state conditions, the grid-side voltage and the grid-side current are in the same phase, and the grid-side current is sinusoidal at half-load and full-load operation. Its total harmonic distortion rate (THD) is 2.08% and 2.48%, respectively. The DC-side output voltage keeps stable output at a given value without voltage fluctuations. Under dynamic conditions, the output voltage of the DC side can quickly restore stability, regardless of the sudden increase or decrease of system load, and its fluctuation amplitude is less than 15V.

The following conclusions can be drawn from the simulation and experimental analysis: (1) The proposed control strategy enables the CSR system to have good performance. Under different power loads, unit power factor operation can be realized. The current THD values are below the limits, the output voltage is stable, and the transient system response is rapid. (2) The dynamic response of the system can be effectively improved by introducing load power feedforward into the outer loop. When the load suddenly increases or decreases, the DC output voltage can be quickly restored to a given value, and the overshoot and undershoot voltages are effectively suppressed.

PWM rectifier, deadbeat control, power feed-forward, predict two beats

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.221955

重慶市教委科學(xué)技術(shù)研究計(jì)劃重點(diǎn)資助項(xiàng)目（KJQN202001128）。

2022-10-14

2023-01-09

TM461

何黎鵬 男，1998年生，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏髟葱蚉WM整流器建模與控制。E-mail: helipeng@stu.cqut.edu.cn

郭 強(qiáng) 男，1984年生，博士，副教授，研究方向?yàn)榇蠊β收髌?、新型逆變器、汽車電子等。E-mail: guoqiang@cqut.edu.cn（通信作者）

（編輯 陳 誠(chéng)）