陳志剛，高 冰，李 濱，楊曉磊

（1.黑龍江工程學(xué)院 理學(xué)院，哈爾濱 150050；2.國(guó)網(wǎng)哈爾濱供電公司，哈爾濱 150028）

能源需求不斷提升，在節(jié)能減排的發(fā)展理念下，可再生能源大量并網(wǎng)，例如太陽(yáng)能和風(fēng)能等。為保證并網(wǎng)后的能源服務(wù)質(zhì)量，會(huì)采用并網(wǎng)逆變器對(duì)直流電能進(jìn)行轉(zhuǎn)換[1]。并網(wǎng)逆變器是電力系統(tǒng)中接入光伏系統(tǒng)后，用于實(shí)現(xiàn)能量交換的重要裝置之一，其能夠?qū)⒐夥到y(tǒng)產(chǎn)生的直流電能進(jìn)行逆變轉(zhuǎn)換，形成正弦交流電能，并將其反饋至電網(wǎng)中，提供電能服務(wù)[2]。但是，并網(wǎng)逆變器在進(jìn)行逆變轉(zhuǎn)換時(shí)，形成正弦交流電能的同時(shí)，也會(huì)形成大量的諧波，該諧波會(huì)導(dǎo)致并網(wǎng)電流發(fā)生畸變，直接影響并網(wǎng)的電能質(zhì)量，導(dǎo)致并網(wǎng)的運(yùn)行穩(wěn)定性較差[3]。文獻(xiàn)[4]為提升并網(wǎng)逆變器的電流控制效果，采用改進(jìn)卡爾曼觀測(cè)器預(yù)測(cè)逆變器的運(yùn)行狀態(tài)，依據(jù)預(yù)測(cè)結(jié)果進(jìn)行控制變量的補(bǔ)償，實(shí)現(xiàn)電流自動(dòng)化控制；但是該方法在應(yīng)用過程中，電流發(fā)生跳變時(shí)，其控制耗時(shí)較長(zhǎng)；文獻(xiàn)[5]為保證并網(wǎng)逆變器的控制精度，引入電容電壓反饋諧振抑制方法結(jié)合電流反饋控制，實(shí)現(xiàn)電流間接控制，但是該方法在應(yīng)用過程中，如果電流畸變率較高，則控制結(jié)果仍舊和理想結(jié)果存在一定偏差。雙重約束指的是局部-全局雙重約束原則，該原則在多影響變量控制中具有較好的應(yīng)用效果[6]，能夠從不同程度或者方向進(jìn)行相關(guān)參數(shù)調(diào)整或者目標(biāo)控制。因此，本文為實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)逆變器電流的有效控制，保證并網(wǎng)的穩(wěn)定運(yùn)行，提出基于雙重約束的并網(wǎng)逆變器電流自動(dòng)化控制方法。

1 并網(wǎng)逆變器電流自動(dòng)化控制

1.1 并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)

為實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)逆變器電流自動(dòng)化控制，需分析并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)，并構(gòu)建其電路結(jié)構(gòu)數(shù)學(xué)模型。文中以典型的三相LCL 并網(wǎng)逆變器為例，展開相關(guān)研究和分析，該逆變器結(jié)構(gòu)如圖1 所示。

圖1 三相LCL 并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure of three-phase LCL grid-connected inverter

圖1 中，在穩(wěn)壓狀態(tài)下，三相LCL 并網(wǎng)逆變器的電容用Cdc表示；濾波電感用L1、L2表示，前者對(duì)應(yīng)逆變則，后者對(duì)應(yīng)并網(wǎng)側(cè)；C0表示濾波電容；寄生電阻用R1和R2表示；電容的電壓和電流分別用vdc和idc表示；逆變器輸出電壓用vs表示；iLa和iCa均表示電流，前者對(duì)應(yīng)電感，后者對(duì)應(yīng)濾波電容；并網(wǎng)電流用ig表示；公共連接點(diǎn)電壓用vg表示；直流電壓和電容電壓分別用vzc和vCa表示；電阻用Rdc表示；開關(guān)函數(shù)用ξa表示。以圖1 的結(jié)構(gòu)為基礎(chǔ)，在其穩(wěn)態(tài)狀態(tài)下進(jìn)行諧波的線性化處理，以此獲取該逆變器的時(shí)域電路方程，其公式為

式中：Δ 表示擾動(dòng)變量。

上述6 個(gè)公式描述了并網(wǎng)逆變器的狀態(tài)，則構(gòu)建基于頻域的并網(wǎng)逆變器諧波狀態(tài)空間（HSS）模型，其公式為

式中：Xt表示t 時(shí)刻下并網(wǎng)逆變器的狀態(tài)量；Ut表示輸入量；At和Bt分別表示狀態(tài)矩陣和輸入矩陣。

1.2 諧波的電流干擾分析

本文在進(jìn)行并網(wǎng)逆變器電流自動(dòng)化控制時(shí)，是通過對(duì)并網(wǎng)逆變器的諧波進(jìn)行抑制，實(shí)現(xiàn)電流的有效控制[7]，并且該控制主要是依據(jù)PI 控制器完成。采用增益KPWM的比例環(huán)節(jié)描述逆變橋的傳遞函數(shù)。定義調(diào)制電壓到逆變橋輸出電壓的傳遞函數(shù)為ξin（s），其計(jì)算公式為

式中：vri表示載波幅值。

如果L1、L2和C0的阻抗依次分別用ZL1（s）、ZL2（s）、ZC0（s）表示，則等效變換后傳遞函數(shù)的計(jì)算公式為

式中：ξff（s）表示電網(wǎng)電壓前饋函數(shù)；Hi1表示有源阻尼系數(shù)，對(duì)應(yīng)電容電流反饋；Hν（s）表示諧波傳遞函數(shù)矩陣。

在上述內(nèi)容的基礎(chǔ)上，獲取并網(wǎng)逆變器環(huán)路增益函數(shù)ξA（s）和并網(wǎng)側(cè)電流i2（s）的計(jì)算結(jié)果，兩者的計(jì)算公式為

式中：i21（s）表示并網(wǎng)電流指令值；i22（s）表示擾動(dòng)量。

依據(jù)式（12）和式（13）可知，并網(wǎng)電流指令值直接影響并網(wǎng)電流結(jié)果，同時(shí)擾動(dòng)量也會(huì)造成并網(wǎng)電流的干擾，因此，并網(wǎng)逆變器電流質(zhì)量會(huì)直接受到諧波干擾[8-10]，導(dǎo)致并網(wǎng)電流和指令電流之間存在顯著的幅值和相位穩(wěn)態(tài)誤差，以此導(dǎo)致并網(wǎng)逆變器電流發(fā)生畸變，影響并網(wǎng)的運(yùn)行穩(wěn)定性。

1.3 并網(wǎng)逆變器電流自動(dòng)化控制

1.3.1 前饋?zhàn)枘峥刂平Y(jié)構(gòu)

諧波的干擾會(huì)導(dǎo)致并網(wǎng)逆變器電流發(fā)生畸變，因此，為有效實(shí)現(xiàn)電流自動(dòng)化控制，采用輸出電流直接前饋的改進(jìn)阻尼控制方法。該方法的控制結(jié)構(gòu)如圖2 所示。

圖2 輸出電流直接前饋的改進(jìn)阻尼控制方法結(jié)構(gòu)Fig.2 Structure of improved damping control method with direct feedforward of output current

在該控制方法下，并網(wǎng)逆變器阻抗模型的表達(dá)公式為

式中：kD表示諧振抑制參數(shù)；FDEL表示控制延遲；T 表示阻抗比；Geq表示前饋系數(shù)，同時(shí)其可描述s域的傳遞函數(shù)；表示逆變器輸出阻抗；GPI表示PI 控制器的傳遞函數(shù)；ξVPLL表示比例支路的傳遞函數(shù)；ξDPLL表示積分支路的傳遞函數(shù)；M 表示采樣延遲；I 表示總輸出電流結(jié)果，Gv表示支路控制系數(shù)。

1.3.2 基于雙重約束的參數(shù)整定

依據(jù)式（14）和式（15）可知，Geq是依據(jù)KPWM完成計(jì)算，Rlinev的控制元素則為kD，因此kD的大小對(duì)于諧振的抑制效果具有直接影響。如果kD的取值較小，則會(huì)導(dǎo)致諧波的抑制能力不足，諧波控制效果較差；如果kD的取值較大，則導(dǎo)致并網(wǎng)前向通道引入擾動(dòng)量過大，會(huì)發(fā)生自身諧振失穩(wěn)，直接影響并網(wǎng)逆變器運(yùn)行狀態(tài)。

文中為保證更佳的電流自動(dòng)化控制效果，需有效實(shí)現(xiàn)諧波控制，因此，文中為獲取最佳的kD結(jié)果，采用全局-局部穩(wěn)定雙重約束原則，對(duì)kD進(jìn)行整定，其整定原則如下：

（1）基于多機(jī)并網(wǎng)系統(tǒng)源網(wǎng)阻抗Bode 圖，以全局高頻諧振治理效果為約束，確定kD的可行最小值。

（2）以單個(gè)并網(wǎng)逆變器ξA（s）的極點(diǎn)分布以及其局部運(yùn)行狀態(tài)作為第二重約束，確定kD的可行最大值。

在kD的可行最大值的情況下，并網(wǎng)逆變器輸出電流直接前饋?zhàn)枘峥刂频拈]環(huán)傳遞函數(shù)計(jì)算公式為

依據(jù)式（16）即可確定最佳的kD結(jié)果，依據(jù)該參數(shù)即可獲取最佳的諧波控制結(jié)果，以此保證電流的有效控制，保證并網(wǎng)逆變器的穩(wěn)定運(yùn)行。

2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

為驗(yàn)證本文方法對(duì)于并網(wǎng)逆變器電力的控制效果，文中以某電網(wǎng)中的三相LCL 并網(wǎng)逆變器組為例（3 臺(tái)逆變器），進(jìn)行相關(guān)測(cè)試，該逆變器的結(jié)構(gòu)如圖1 所示，并網(wǎng)逆變器的相關(guān)參數(shù)詳情如表1所示。

表1 并網(wǎng)逆變器的相關(guān)參數(shù)詳情Tab.1 Details of related parameters of grid-connected inverters

為驗(yàn)證本文方法對(duì)于并網(wǎng)逆變器諧波抑制的應(yīng)用合理性，獲取本文方法在不同的諧波次數(shù)下，隨著濾波電容C0取值的不斷增加，并網(wǎng)電流中的諧波含量結(jié)果，如圖3 所示。依據(jù)圖3 測(cè)試結(jié)果可知，在相同的諧波次數(shù)下，隨著C0取值的不斷增加，諧波含量也逐漸增加，C0對(duì)于諧波的變化存在直接影響。因此，本文在進(jìn)行諧波抑制過程中，結(jié)合C0進(jìn)行諧波抑制，具備較好的合理性，表明降低C0的結(jié)果，能夠提升并網(wǎng)逆變器諧波的抑制效果，具有較好的合理性。

圖3 并網(wǎng)電流中的諧波含量結(jié)果Fig.3 Results of harmonic content in grid-connected current

為測(cè)試本文方法對(duì)于并網(wǎng)逆變器電流的控制性能，獲取不同的頻率下，本文方法控制后，3 個(gè)并網(wǎng)逆變器的電流畸變率結(jié)果，如表2 所示。期望標(biāo)準(zhǔn)低于5%。依據(jù)表2 的測(cè)試結(jié)果可知，隨著頻率的逐漸增加，采用本文方法對(duì)并網(wǎng)逆變器電流進(jìn)行控制后，3 個(gè)并網(wǎng)逆變器的電流畸變率均低于5%。其中電流畸變率最高值僅為3.25%。因此，本文方法的應(yīng)用性能較好，能夠有效控制并網(wǎng)逆變器電流結(jié)果，降低電流畸變率，提升電流穩(wěn)定性。

表2 并網(wǎng)逆變器的電流畸變率結(jié)果Tab.2 Current distortion rate results of grid-connected inverters

為驗(yàn)證本文方法對(duì)于并網(wǎng)逆變器電流的控制效果，獲取本文方法應(yīng)用后，電流發(fā)生跳變時(shí)，逆變器輸出電流的動(dòng)態(tài)性能，測(cè)試結(jié)果如圖4 所示。依據(jù)圖4 測(cè)試結(jié)果可知，并網(wǎng)運(yùn)行過程中，電流發(fā)生跳變后，從20 A 跳變?yōu)?0 A 時(shí)，在跳變時(shí)刻下，逆變器的輸出電流結(jié)果發(fā)生明顯波動(dòng)變化；采用本文方法對(duì)其進(jìn)行控制后，可在電流跳變過程中，有效控制跳變電流結(jié)果，并且控制時(shí)間低于0.2 s。

圖4 逆變器輸出電流的動(dòng)態(tài)性能測(cè)試結(jié)果Fig.4 Dynamic performance test results of inverter output current

為進(jìn)一步驗(yàn)證本文方法對(duì)于并網(wǎng)逆變器電流的控制效果，獲取逆變器在不同的諧振幅度下，逆變器并網(wǎng)入網(wǎng)的變流波動(dòng)結(jié)果，如圖5 所示。依據(jù)圖5測(cè)試結(jié)果可知，本文方法應(yīng)用后，均能夠有效完成并網(wǎng)逆變器電流的有效控制，逆變器的并網(wǎng)入網(wǎng)電流均呈現(xiàn)穩(wěn)定的正弦波動(dòng)，并且3 個(gè)逆變器的電流波動(dòng)曲線幾乎完全一致，均在-20 A～+20 A 范圍內(nèi)，控制效果較好，滿足電流控制需求。

圖5 逆變器的電流控制結(jié)果Fig.5 Current control results of nverter

3 結(jié)語

為實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)逆變器電流的有效控制，降低電流畸變率，本文提出基于雙重約束的并網(wǎng)逆變器電流自動(dòng)化控制方法，該方法通過抑制并網(wǎng)逆變器的諧波變動(dòng)，實(shí)現(xiàn)電流的有效控制。對(duì)該方法進(jìn)行測(cè)試后得出，本文方法應(yīng)用性能較好，能夠有效完成逆變器諧波的控制，降低并網(wǎng)逆變器的電流畸變率，提升逆變器的穩(wěn)定性。