摘 "要： 有源箝位正激變換器因為開關(guān)管的軟開關(guān)控制，可以降低高頻下的開關(guān)損耗，已是中型功率隔離變換器實現(xiàn)高效率、高功率密度的主流解決方案。文中基于有源箝位正激變換器設(shè)計一款輸入28 V、輸出3.3 V/30 A的電源樣機，開關(guān)頻率為700 kHz，原邊主開關(guān)管采用低柵極電荷、低輸出電容、零反向恢復(fù)損耗的氮化鎵（GaN）器件，再結(jié)合平面變壓器技術(shù)及次級同步整流（SR）技術(shù)，使樣機峰值效率達到95.13%。最后通過對樣機測試結(jié)果分析來驗證方案的高效率和高功率密度。

關(guān)鍵詞： 有源箝位正激變換器； 氮化鎵； 開關(guān)管； 柵極電荷； 平面變壓器； 同步整流

中圖分類號： TN624?34 " " " " " " " " " " " " " " 文獻標識碼： A " " " " " " " " " " "文章編號： 1004?373X（2024）06?0119?05

Design of active clamp forward converter based on GaN devices

WANG Weibin， XU Haijun， WANG Wei

（The 58th Insitute of China Electronic Technology Group Corporation， Wuxi 214035， China）

Abstract： The active clamp forward converter can ruduce the switching loss at high frequency because of the soft?switching control of the switching tube. It has become the mainstream solution for the medium power isolation converter to achieve high efficiency and high power density. Based on an active clamp forward converter， a power supply prototype with an input of 28 V， an output of 3.3 V/30 A， and a switching frequency of 700 kHz is designed. The primary main switch uses gallium nitride （GaN） devices with low gate charge， low output capacitance， and zero reverse recovery loss. In combiantion of planar transformer technology and secondary synchronous rectification （SR） technology， the prototype can realize a peak efficiency of 95.13%. The high efficiency and high power density of the scheme are verified by analyzing the testing results of the prototype.

Keywords： active clamp forward converter; GaN; switching tube; gate charge; flat transformer; synchronous rectification

0 "引 "言

隨著電子設(shè)備小型化、輕量化的發(fā)展，提升電源設(shè)備高效率、高功率密度指標也成為電源廠商的重要方向[1]。例如國外的VPT公司、Interpoint公司及國內(nèi)的振華微電子、金升陽等均推出基于有源箝位正激拓撲設(shè)計的電源模塊，開關(guān)頻率[2]在200～500 kHz。傳統(tǒng)Si MOSFET由于存在寄生電容大、體二極管反向恢復(fù)等問題，已經(jīng)限制了變換器進一步提升效率和功率密度；而GaN器件的開關(guān)性能要優(yōu)于Si MOSFET，在相同導(dǎo)通電阻的情況下，GaN晶體管的輸出電容較低，且沒有體二極管所引起的反向恢復(fù)損耗。因此，GaN可以應(yīng)用在更高的開關(guān)頻率，從而提升效率和功率密度[3]。

本文設(shè)計了一款高效率、高功率密度的DC?DC電源樣機。該樣機特點為：

1） 以有源箝位正激架構(gòu)為基礎(chǔ)，利用軟開關(guān)技術(shù)及GaN器件特性改善原邊主開關(guān)管的開關(guān)損耗及應(yīng)力，提升樣機效率；

2） 提高開關(guān)頻率到700 kHz，減小磁元件尺寸及輸出電容值，并采用PCB式的平面變壓器進一步減小變壓器尺寸，提升樣機的功率密度；

3） 副邊采用同步整流技術(shù)減小次級功率管的損耗，提升樣機效率。

最后對研制的3.3 V/30 A電源樣機進行測試，測試結(jié)果證明了該樣機可以滿足高效率和高功率密度的要求。

1 "有源箝位正激變換器拓撲結(jié)構(gòu)

有源箝位正激電路包含兩種有源箝位模式：高側(cè)有源箝位和低側(cè)有源箝位[4]。本文只介紹低側(cè)有源箝位變換器拓撲結(jié)構(gòu)，如圖1所示。圖中，P溝道開關(guān)管V2和箝位電容Cc構(gòu)成有源箝位電路；V1為變換器主開關(guān)管；Coss為V1的結(jié)電容；漏感Lr、勵磁電感Lm和理想正激變壓器模型共同組成正激變壓器，匝比n=[NpNs]；開關(guān)管V3和V4為次級同步整流管；Lo為輸出儲能電感；Co為輸出濾波電容；RL為輸出負載[5]。

2 "有源箝位正激變換器關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計

本文基于低側(cè)有源箝位正激拓撲設(shè)計一款輸出功率Po為99 W的DC?DC變換器，設(shè)計指標如下：輸入電壓Uin=28 V，輸出電壓Uo=3.3 V，輸出電流Io=30 A，工作頻率fs=700 kHz，峰值效率η=95%。

為滿足設(shè)計指標要求，具體參數(shù)計算如下：

1） 計算占空比D

變換器最大輸出電流為30 A，考慮到線圈銅損及布線難度，依據(jù)工程經(jīng)驗，暫取原邊繞組匝數(shù)Np和次級繞組匝數(shù)Ns的匝比n=3，計算變換器的占空比D，公式如下：

[D=nUo+UFUin≈0.39]

式中UF為次級整流管的壓降，取0.3 V。

2） 計算變壓器參數(shù)

使用AP法計算磁芯的AP值，公式為：

[AP=Aw·Ae=POKΔBfs4/3≈0.012 cm4] （2）

式中：[Aw]為磁芯有效窗口面積；[Ae]為磁芯有效截面積；PO為輸出功率；[ΔB]為磁通密度變化量，取0.2 T；[fs]為開關(guān)頻率；K為窗口系數(shù)，取0.02。

磁芯選擇EIR23磁芯，[Aw]=9 mm2，[Ae]=50.4 mm2。其AP值為：

[AP=Aw·Ae≈0.045 cm4]

可以滿足功率傳輸和體積的要求。為減小線圈損耗和布局難度，原邊匝數(shù)Np取3 T，驗證[ΔB]值：

[ΔB=UinDNpAefs≈0.16 T]

由上可知，取[Np]=3 T，Ns=1 T。

3） 輸出電感的選擇

本設(shè)計中，輸出電感紋波系數(shù)r取0.3，則輸出電感的紋波電流[ΔIL]、峰值電流IL_PK、感量[Lo]分別為：

[ΔIL=rIo=9 AIL_PK=Io+ΔIL2=34.5 ALo=Uo1-DΔILfs≈0.32 μH]

考慮到降額及溫升因素，可以選擇飽和電流大于41 A、感量為0.3 μH的成品電感。

4） 主開關(guān)管V1的選擇

低側(cè)有源箝位正激變換器中，主開關(guān)管V1承受的最大電壓和最大電流分別為：

[UV1_DS=Uin1-D≈46 VImax=POUinη≈3.7 A]

選擇型號為EPC2218的GaN器件，最大漏源電壓為100 V，最大漏極電流為60 A，最大導(dǎo)通電阻為3.2 mΩ。

5） 箝位開關(guān)管V2的選擇

低側(cè)有源箝位正激變換器中，開關(guān)管V2承受的最大電壓即箝位電壓為：

[UV2_DS=UCc=Uin1-D≈46 V]

由于箝位管只流過勵磁電流，電流很小可以忽略，因此箝位開關(guān)管在選擇時主要考慮較低的柵極電荷。選擇P溝道開關(guān)管IRF6217，最大漏源電壓為-150 V，最大漏極電流為-0.7 A，柵極電荷為6 nC。

6） 次級開關(guān)管V3、V4的選擇

由圖1可知，當(dāng)主開關(guān)管V1導(dǎo)通時，整流管V4導(dǎo)通，當(dāng)主開關(guān)管V1關(guān)斷時，續(xù)流管V3導(dǎo)通，因此V3、V4承受的最大電壓和電流計算公式為：

[UDS_V3=Uinn≈9.3 VIV3_RMS=Io1-D1+0.3212≈23.5 AUDS_V4=Uo1-D≈5.4 VIV4_RMS=IoD1+0.3212≈18.8 A]

開關(guān)管V3、V4選擇型號為BSC011N03LS的MOSFET，最大漏源電壓為30 V，最大漏極電流為230 A，最大導(dǎo)通電阻為1.1 mΩ。

3 "方案設(shè)計

為實現(xiàn)DC?DC電源模塊高效率和高功率密度，方案主要通過以下幾點實現(xiàn)：

1） 通過軟開關(guān)技術(shù)、GaN器件及同步整流技術(shù)來減小開關(guān)管的損耗；

2） 平面變壓器的銅箔線圈在高頻下趨膚效應(yīng)更小，損耗更小，并采用多層PCB來增加銅箔導(dǎo)流能力和散熱性能；

3） 阻容器件封裝主要采用0402型貼片器件，不僅縮小布板面積，還減小高頻帶來的引線寄生電感；

4） 提高開關(guān)頻率可以減小變壓器、電感尺寸及輸出電容值。

3.1 "GaN器件的驅(qū)動電路設(shè)計

與Si MOSFET相比，GaN器件的柵極驅(qū)動電壓較低，通常為-5～6 V。高頻下，GaN器件以每納秒數(shù)十到幾百伏電壓的高壓擺率進行切換時，線路寄生電感會增加開關(guān)損耗、電壓振鈴和可靠性風(fēng)險，尤其是充放電回路中的寄生電感會引起GaN器件柵源電壓振蕩，若超過柵源耐壓值，將損壞GaN器件。因此，合理設(shè)計GaN器件的驅(qū)動電路意義重大[6]。

本文選用PWM芯片的驅(qū)動電壓為8 V，因無法直接驅(qū)動GaN器件，所以選用專為GaN器件設(shè)計的驅(qū)動器UCC27611。它可以提供精準的5 V驅(qū)動電壓，上升和下降時間典型值只有9 ns和5 ns，而且超小的外形尺寸也最大限度地降低了寄生電感引起的柵極振鈴。驅(qū)動電路如圖2所示。

由于芯片的驅(qū)動信號要經(jīng)過驅(qū)動器來驅(qū)動GaN器件，不合理的布局會導(dǎo)致柵極電壓振動過高，從而損壞GaN器件[7]。抑制柵極電壓振蕩的主要方法有：芯片、驅(qū)動器和GaN器件之間的距離盡可能短，驅(qū)動引線應(yīng)短而粗（線寬20 mil），可以減少引腳之間的寄生電感；旁路電容使用引線寄生電感更小的小封裝貼片器件（如0402封裝）；通斷電流環(huán)路盡量最小化，以保持寄生電感最??；驅(qū)動器的接地必須在一個單點上連接到地平面，從而減小電流環(huán)路間的噪聲耦合；器件下層鋪設(shè)地平面，提供噪聲屏蔽。

3.2 "同步整流技術(shù)設(shè)計

同步整流技術(shù)即采用具有低通態(tài)電阻的功率MOSFET替代二極管，來降低副邊功率管的導(dǎo)通損耗，提高變換器的效率[8?9]。同步整流電壓型驅(qū)動主要包含自驅(qū)動和外驅(qū)動。外驅(qū)動技術(shù)能夠提供較好的控制時序，優(yōu)化死區(qū)時間帶來的損耗，但是需要專門的驅(qū)動芯片或者驅(qū)動變壓器等，且方案復(fù)雜、成本較高。

本課題研究從提高功率密度因素考慮，選用自驅(qū)動方案相對合適。為提高驅(qū)動電壓在高頻下的穩(wěn)定性，設(shè)計了一個三極管的射極跟隨器驅(qū)動電路。同步整流原理圖如圖3所示。

3.3 "PCB式平面變壓器設(shè)計

骨架式變壓器主要由漆包線、絕緣膠紙、套管、擋墻等繞制而成，各繞組間耦合較差，變壓器參數(shù)一致性難以控制，不利于高頻下使用[10]。PCB式的平面變壓器繞組采用多層印刷電路板迭繞而成，然后迭放在平面的高頻磁芯中，構(gòu)成變壓器的磁回路。平面變壓器中線圈為銅箔，在高頻下趨膚效應(yīng)更小，電流密度更大，同時熱通道距離短，熱傳導(dǎo)效果更佳[11]。又因為PCB制作工藝成熟，各層間距控制一致，各層線圈耦合緊密，因此變壓器寄生電容和漏感可以得到有效控制[12?13]。

本文磁芯選擇材質(zhì)為N49的EIR23磁芯，最優(yōu)工作頻率范圍為300 kHz～1 MHz。平面變壓器采用12層高Tg FR?4材質(zhì)PCB，銅厚70 μm。變壓器繞組方案采用三明治繞制方式，繞組分布方式為：第1～4層、第9～12層為次級線圈，每層1圈，8層并聯(lián)；第5層為芯片供電輔助線圈NAUX，2圈；第6～8層為初級線圈，每層1圈，3層串聯(lián)，如圖4所示。

4 "實驗結(jié)果與分析

為驗證方案的可行性和正確性，基于上述方案研制了一款輸入28 V，輸出3.3 V/30 A的電源樣機，如圖5所示，樣機尺寸為43 mm×28 mm×7.5 mm。

圖6給出了滿載時主開關(guān)管GaN器件的UDS_GaN波形和柵極驅(qū)動電壓UGS_GaN，可見變換器實現(xiàn)了ZVS開通，并且UGS_GaN無明顯振鈴和尖峰，證明驅(qū)動電路布局合理。圖7為滿載時V3、V4漏源電壓波形。

由圖7可見，副邊開關(guān)管V3、V4的漏源電壓[UDS_V3]和[UDS_V4]均無振鈴和尖峰，證明了自驅(qū)式同步整流方案設(shè)計和布局走線合理。

圖8為滿載時輸出電壓啟動和關(guān)斷波形。由圖8可以看出，輸出電壓滿載啟動和關(guān)斷時，電壓平滑無過沖。

圖9為負載電流15 A?22.5 A?15 A（di/dt=1 A/μs）跳變時，輸出電壓瞬態(tài)響應(yīng)波動在±400 mV范圍內(nèi)。

圖10為滿載時輸出紋波電壓波形。由圖10可看出，滿載時的輸出紋波電壓大小在30 mV范圍內(nèi)。

最后繪制了電源樣機全負載下的效率曲線，峰值效率可達95.13%，如圖11所示。

5 "結(jié) "語

本文基于GaN器件的有源箝位正激變換器，研制了一款3.3 V/30 A的電源樣機，完成了樣機各單元電路設(shè)計和關(guān)鍵參數(shù)的計算。最后通過對樣機關(guān)鍵指標的測試來驗證方案的可行性與合理性。實測樣機峰值效率為95.13%，達到了高效率、高功率密度的設(shè)計要求。

參考文獻

[1] 李文豪，廖建軍.一種寬輸入電壓范圍反激電源的研究與設(shè)計[J].電子與封裝，2018，18（11）：18?21.

[2] 南嵐，王英武，王永杰，等.一種基于GaN器件的兆赫茲DC/DC變換器設(shè)計[J].微電子學(xué)與計算機，2022，39（8）：127?134.

[3] 宋利俊，呂曉峰，杭麗君，等.基于GaN功率集成電路的有源箝位反激電源[J].電力電子技術(shù)，2022，56（4）：42?44.

[4] 黃澤武.基于DSP的有源鉗位正激變換器分析與設(shè)計[D].西安：西安科技大學(xué)，2021.

[5] 管月，紀飛，汪渭濱.有源箝位反激式DC?DC變換器恒定谷值電流控制策略[J].電子與封裝，2022，22（11）：52?57.

[6] 陳恒江，周德金，何寧業(yè)，等.用于GaN HEMT柵驅(qū)動芯片的快速響應(yīng)LDO電路[J].電子與封裝，2022，22（2）：50?53.

[7] 趙智星，詹海峰，胡憲權(quán)，等.GaN功率器件的驅(qū)動及控制策略研究[J].光源與照明，2022（2）：153?155.

[8] 王英靜，紀飛，劉尚江，等.同步降壓DC/DC變換器的損耗分析[J].現(xiàn)代電子技術(shù)，2023，46（12）：39?42.

[9] 洪怡雯，陳伯文，戴東峰，等.同步整流BUCK型DC/DC穩(wěn)壓開關(guān)電源設(shè)計[J].現(xiàn)代電子技術(shù)，2022，45（14）：94?100.

[10] 陳子健，秦偉，吳新科.基于GaN HEMT和平面變壓器的高效率諧振DC/DC變換器[J].上海航天（中英文），2020，37（2）：139?145.

[11] 林豪，石啟元，洪峰.反激變換器平面變壓器研究與設(shè)計[J].電子器件，2020，43（5）：1016?1020.

[12] ZHOU Yan， CHEN Qimi. Predicting core losses under the DC bias based on the separation model [J]. IEEE journal of emer?ging and selected topics in power electronics， 2017， 5（2）： 833?840.

[13] 佟光輝.基于SPICE模型的高頻磁損建模仿真方法研究[D].南京：南京郵電大學(xué)，2020.