摘 要：以遠(yuǎn)距離無線電（Ｌｏｎｇ Ｒａｎｇｅ Ｒａｄｉｏ，ＬｏＲａ）體制為代表的啁啾（Ｃｈｉｒｐ）波形在低功耗廣覆蓋的物聯(lián)網(wǎng)（Ｉｎｔｅｒｎｅｔ ｏｆ Ｔｈｉｎｇｓ，ＩｏＴ）技術(shù)中具有廣泛的應(yīng)用。針對低地球軌道（Ｌｏｗ Ｅａｒｔｈ Ｏｒｂｉｔ，ＬＥＯ）衛(wèi)星ＩｏＴ（Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ-ｂａｓｅｄ ＩｏＴ，ＳＩｏＴ）場景下，Ｃｈｉｒｐ 波形在ＬＥＯ 高動態(tài)信道上的適應(yīng)性問題，在傳統(tǒng)ＬｏＲａ 體制的基礎(chǔ)上提出了一種參數(shù)可配置和可擴(kuò)展的物聯(lián)波形設(shè)計(jì)方法，基于ＺＹＮＱ＋ＡＤ９３６１ 的軟件無線電（Ｓｏｆｔｗａｒｅ Ｄｅｆｉｎｅｄ Ｒａｄｉｏ，ＳＤＲ）平臺，終端側(cè)實(shí)現(xiàn)了帶寬（Ｂａｎｄ Ｗｉｄｔｈ，ＢＷ）、擴(kuò)頻因子（Ｓｐｒｅａｄ Ｆａｃｔｏｒ，ＳＦ）等參數(shù)可配置、可擴(kuò)展的ＬｏＲａ 信號調(diào)制功能，網(wǎng)關(guān)側(cè)實(shí)現(xiàn)了接收信號時(shí)頻同步以及快速傅里葉變換（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ，ＦＦＴ）解調(diào)算法。研究分析了ＬｏＲａ 調(diào)制的各項(xiàng)參數(shù)配置，在ＬＥＯ衛(wèi)星信道中的適應(yīng)性；通過誤比特率（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｉｏ，ＢＥＲ）測試驗(yàn)證了ＬｏＲａ 調(diào)制的通信性能，并證明了參數(shù)可配置、可擴(kuò)展的ＬｏＲａ 調(diào)制比傳統(tǒng)ＬｏＲａ 調(diào)制，在ＬＥＯ 衛(wèi)星信道下有更好的適應(yīng)性。說明以ＬｏＲａ 體制為代表且基于Ｃｈｉｒｐ 波形的這一類物聯(lián)信號在ＬＥＯ ＳＩｏＴ 場景下具有應(yīng)用前景。

關(guān)鍵詞：低軌衛(wèi)星物聯(lián)網(wǎng)；低軌高動態(tài)信道；啁啾；參數(shù)配置；適應(yīng)性分析

中圖分類號：ＴＮ９１９． ２３ 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：Ａ 開放科學(xué)（資源服務(wù)）標(biāo)識碼（ＯＳＩＤ）：

文章編號：１００３－３１１４（２０２４）０４－０７３９－１１

０ 引言

衛(wèi)星物聯(lián)網(wǎng)（Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ-ｂａｓｅｄ Ｉｎｔｅｒｎｅｔ ｏｆ Ｔｈｉｎｇｓ，ＳＩｏＴ）是指通過衛(wèi)星技術(shù)實(shí)現(xiàn)物聯(lián)網(wǎng)（Ｉｎｔｅｒｎｅｔ ｏｆＴｈｉｎｇｓ，ＩｏＴ）設(shè)備之間的連接，利用衛(wèi)星網(wǎng)絡(luò)提供全球范圍內(nèi)的覆蓋，為ＩｏＴ 設(shè)備提供穩(wěn)定、廣泛的連接能力。由于地球表面超８０％ 的陸地和９５％ 以上的海洋，不適合建設(shè)地面基站提供ＩｏＴ 終端接入網(wǎng)關(guān)，因此將ＳＩｏＴ 作為地面ＩｏＴ 的補(bǔ)充和延伸，作為實(shí)現(xiàn)全球ＩｏＴ 服務(wù)的一種途徑。由于和中高地球軌衛(wèi)星相比，低地球軌道（Ｌｏｗ Ｅａｒｔｈ Ｏｒｂｉｔ，ＬＥＯ）衛(wèi)星具有傳播時(shí)延短、傳播損耗低等優(yōu)點(diǎn)，使地面ＩｏＴ 終端更容易滿足小型化、低功耗和低成本等要求，所以ＬＥＯ 衛(wèi)星是實(shí)現(xiàn)ＳＩｏＴ 系統(tǒng)的最佳選擇［１－２］。

在地面ＩｏＴ 中，應(yīng)用比較廣泛的通信協(xié)議有遠(yuǎn)距離無線電（Ｌｏｎｇ Ｒａｎｇｅ Ｒａｄｉｏ，ＬｏＲａ）和窄帶物聯(lián)網(wǎng)（Ｎａｒｒｏｗ Ｂａｎｄ-Ｉｎｔｅｒｎｅｔ ｏｆ Ｔｈｉｎｇｓ，ＮＢ-ＩｏＴ）。ＬｏＲａ是Ｓｅｍｔｅｃｈ 公司擁有物理層專利的通信技術(shù)［３－５］，具有覆蓋范圍廣、穿透性強(qiáng)、抗干擾性強(qiáng)的特點(diǎn)，其物理層技術(shù)目前尚未公開。２０１３ 年，Ｓｅｍｔｅｃｈ 公司依據(jù)ＩＥＥＥ ８０２． １５． ４ａ 標(biāo)準(zhǔn)發(fā)布ＬｏＲａ 芯片后就得到學(xué)術(shù)界極大的關(guān)注。關(guān)于ＬｏＲａ 技術(shù)的研究只是對其通信能力的測試，包括對商用ＬｏＲａ 芯片開展了鏈路性能和網(wǎng)絡(luò)容量等方面的性能測試和研究［６－７］。由于Ｓｅｍｔｅｃｈ 公司未公開其物理層實(shí)現(xiàn)技術(shù)，國外一些研究工作利用軟件無線電（Ｓｏｆｔｗａｒｅ Ｄｅｆｉｎｅｄ Ｒａ-ｄｉｏ，ＳＤＲ）平臺復(fù)現(xiàn)了ＬｏＲａ 物理層的算法［８－１０］，并研究ＬｏＲａ 調(diào)制在ＬＥＯ 衛(wèi)星信道環(huán)境下的性能［１１－１２］，包括動態(tài)多普勒頻偏對ＬｏＲａ 調(diào)制的影響［１３］。國外已有科研團(tuán)隊(duì)借助Ｓｅｍｔｅｃｈ 公司ＬｏＲａ芯片在真實(shí)的ＬＥＯ 衛(wèi)星場景下測試了ＬｏＲａ 的通信性能［１４］，研究了ＬｏＲａ 芯片的不同帶寬（ＢａｎｄＷｉｄｔｈ，ＢＷ）和擴(kuò)頻因子（Ｓｐｒｅａｄ Ｆａｃｔｏｒ，ＳＦ）等參數(shù)配置，在衛(wèi)星不同軌道高度下的適應(yīng)性。以上是學(xué)術(shù)界對于ＬｏＲａ 信號的采樣、同步、吞吐量、媒體介入控制層協(xié)議等方面在ＬＥＯ ＳＩｏＴ 場景下的適應(yīng)性改造研究。在工業(yè)界，ＥｃｈｏＳｔａｒ 將部署由２８ 顆ＬＥＯ衛(wèi)星構(gòu)成的Ｓ-Ｂａｎｄ 衛(wèi)星星座，該２８ 顆衛(wèi)星通過ＬｏＲａ協(xié)議連接地面終端設(shè)備。中國近年來也在建設(shè)由３８ 顆衛(wèi)星組成天啟ＳＩｏＴ 系統(tǒng)，使用了ＬｏＲａ 技術(shù)。

ＬＥＯ 衛(wèi)星信道實(shí)質(zhì)是一個(gè)高動態(tài)信道，由于不同ＳＦ 配置的ＬｏＲａ 信號具有不同的覆蓋性能，這會導(dǎo)致在某些ＳＦ 配置的ＬｏＲａ 信號，在一定的衛(wèi)星俯仰角范圍內(nèi)，信號中的多普勒頻偏值出現(xiàn)動態(tài)變化，當(dāng)多普勒頻偏的動態(tài)變化量超過ＬｏＲａ 信號的判決門限，會導(dǎo)致通信性能急劇惡化。為了適應(yīng)ＬＥＯ 高動態(tài)信道，有研究提出了一種將不同調(diào)制信息映射為不同調(diào)頻率的折疊調(diào)頻斜率鍵控調(diào)制（ＦＣｒＳＫ）方式［１５］，其對抗動態(tài)多普勒頻偏的能力優(yōu)于ＬｏＲａ 調(diào)制，但是抗噪聲性能與頻譜效率有所下降。此外還有研究從波形設(shè)計(jì)的角度提出了對稱啁啾（Ｃｈｉｒｐ）信號，對稱Ｃｈｉｒｐ 信號具有較好的互相關(guān)性，更容易被捕獲［１６－１７］。為了解決在大頻偏情況下，對稱Ｃｈｉｒｐ 信號互相關(guān)性較差以及在ＬＥＯ ＳＩｏＴ 場景下海量終端連接的問題，在對稱Ｃｈｉｒｐ 信號的基礎(chǔ)上進(jìn)一步提出了非對稱Ｃｈｉｒｐ 信號，在多址干擾情況下具有更好的捕獲性能［１８］。本文研究了基于Ｃｈｉｒｐ 波形的ＬｏＲａ 調(diào)制信號在不同參數(shù)（ＢＷ、ＳＦ 以及中心頻率）配置下，在ＬＥＯ 高動態(tài)信道中的傳輸性能，首先在終端和網(wǎng)關(guān)側(cè)分別基于ＳＤＲ 平臺實(shí)現(xiàn)了一種物理層波形ＢＷ、ＳＦ 和幀長等參數(shù)可擴(kuò)展配置的ＬｏＲａ 調(diào)制信號，以及ＬｏＲａ 調(diào)制信號時(shí)頻同步算法和信號解調(diào)方案［１９］。在此基礎(chǔ)上利用衛(wèi)星信道模擬器測試了不同參數(shù)配置的ＬｏＲａ 信號在不同仰角下的通信性能，為ＬｏＲａ 調(diào)制在ＬＥＯ 衛(wèi)星場景下的應(yīng)用奠定基礎(chǔ)。

１ 系統(tǒng)模型與分析

１． １ ＬＥＯ ＳＩｏＴ 場景及信道模型

基于ＬｏＲａ 體制的ＬＥＯ ＳＩｏＴ，包括ＩｏＴ 終端、ＬＥＯ 衛(wèi)星星座、網(wǎng)關(guān)和網(wǎng)絡(luò)服務(wù)器。ＩｏＴ 終端通過上行鏈路傳輸采集的物聯(lián)信息，星上接收機(jī)解調(diào)接收到的數(shù)據(jù)包，并且通過星間鏈路間采集信息傳輸?shù)叫抨P(guān)站可見的ＬＥＯ 衛(wèi)星，最后ＬＥＯ 衛(wèi)星通過饋電鏈路，將數(shù)據(jù)包傳輸給信關(guān)站到核心網(wǎng)提供物聯(lián)服務(wù)?；冢蹋铮遥?體制的ＬＥＯ ＳＩｏＴ 場景圖如圖１ 所示。

地面ＩｏＴ 終端到衛(wèi)星的大尺度衰落模型為典型的自由空間損耗模型，表達(dá)式為：

ｇ（ｌ）＝ （λｃ ／ （４πｌ）） η ， （１）

式中：ｌ 為ＩｏＴ 終端和ＬＥＯ 衛(wèi)星之間的距離，η 為自由空間路徑損耗系數(shù)，λｃ 為ＬｏＲａ 載波信號的波長。

本文采用基于陰影萊斯分布的簡化陸地移動衛(wèi)星信道模型［１３］，其小尺度衰落系數(shù)包絡(luò)的概率密度函數(shù)（Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）表達(dá)式為：

式中：Ω 為直射路徑的平均功率，２ｂ 為散射路徑的平均功率，ｍ 為衰落嚴(yán)重性參數(shù)，Ｆ１（）為合流超幾何函數(shù)。

在ＬＥＯ ＳＩｏＴ 場景下，不同仰角下信號從終端到衛(wèi)星經(jīng)歷的小尺度衰落不同，所以仰角在該場景下也視為影響通信性能的一個(gè)重要因素。針對基于陰影萊斯分布的簡化陸地移動衛(wèi)星信道模型，其小尺度衰落系數(shù)的參數(shù)ｂ、ｍ 和Ω 與仰角θ 可參考如下的經(jīng)驗(yàn)式［２０］：

ＬＥＯ 衛(wèi)星接收信號功率表達(dá)式為：

Ｐｒ ＝Ｐｔ Ｇｒ ｇ（ｌ）｜ｈ｜２， （４）

式中：Ｐｔ 為地面ＩｏＴ 終端的信號發(fā)射功率，Ｇｒ 為ＬＥＯ 衛(wèi)星天線的接收增益，｜ ｈ ｜２ 為陰影萊斯衰落的信道功率增益。ＬＥＯ 衛(wèi)星天線的接收增益Ｇｒ 表達(dá)式為：

Ｇｒ ＝ξ（πＤ／ λｃ） ２ p Ｊ１（μ）／２μ＋３６Ｊ３（μ）／ μ３ y ２， （５）

式中：ξ 為ＬＥＯ 衛(wèi)星天線效率，Ｄ 為ＬＥＯ 衛(wèi)星天線等效口徑，λｃ 為載波波長，Ｊ１ 和Ｊ３ 為第一類一階和三階貝塞爾函數(shù)，μ ＝ ２． ０７１ ２３ｓｉｎ（θ）／ ｓｉｎ（θ３ ｄＢ ）（θ為信號到達(dá)仰角，θ３ ｄＢ 為ＬＥＯ 衛(wèi)星接收天線波束的３ ｄＢ 帶寬）。

ＬＥＯ 衛(wèi)星接收信號信噪比（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ ＮｏｉｓｅＲａｔｉｏ，ＳＮＲ）表達(dá)式為：

ＳＮＲ＝Ｐｒ ／ Ｎ， （６）

式中：Ｎ＝ｋＴＢＷ 表示ＬＥＯ 衛(wèi)星系統(tǒng)中噪聲平均功率（ｋ為玻爾茲曼常數(shù)，Ｔ 為ＬＥＯ 衛(wèi)星等效噪聲溫度，ＢＷ 為ＬＥＯ ＳＩｏＴ 上行鏈路中ＬｏＲａ 信號的傳輸帶寬）。

按照ＬｏＲａ 標(biāo)準(zhǔn)化文件規(guī)定，ＳＦ 的取值為｛７，８，９，１０，１１，１２｝，不同ＳＦ 的解調(diào)ＳＮＲ 門限如表１ 所示。

本文將統(tǒng)一使用接收機(jī)輸入信號的ＳＮＲ 和在該ＳＮＲ 下解調(diào)信號的誤比特率（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｉｏ，ＢＥＲ），來分析ＬＥＯ ＳＩｏＴ 場景下ＬｏＲａ 信號的傳輸性能。由于ＬＥＯ 衛(wèi)星運(yùn)行在各個(gè)位置時(shí)仰角是不同的，對應(yīng)的ＳＮＲ 也不同，因此需要分析ＬＥＯ 衛(wèi)星在不同仰角下ＬｏＲａ 信號的通信性能。

１． ２ ＬＥＯ 衛(wèi)星信道的動態(tài)多普勒頻偏

和地面ＩｏＴ 幾乎零時(shí)延和富散射傳播的通信場景不同，ＬＥＯ 衛(wèi)星信道具有高時(shí)延、高動態(tài)和欠散射傳播的特性。由于ＬＥＯ 衛(wèi)星的軌道高度較低，運(yùn)動速度較快，不僅會產(chǎn)生較大的多普勒頻偏，而且在某些仰角下多普勒頻譜的變化速度也相對較快，將對ＬｏＲａ 信號的解調(diào)和同步造成影響：一是多普勒頻偏會導(dǎo)致接收到的ＬｏＲａ 信號起始頻率出現(xiàn)偏移，從而影響正確解調(diào)；二是動態(tài)的多普勒頻偏會導(dǎo)致一個(gè)數(shù)據(jù)包內(nèi)，后面一段信號的實(shí)際頻偏和時(shí)頻同步估算得到的頻偏差距過大，導(dǎo)致該段信號解調(diào)結(jié)果出現(xiàn)偏移。因此ＬＥＯ 衛(wèi)星信道下的多普勒效應(yīng)會導(dǎo)致接收機(jī)的解調(diào)性能下降以及ＢＥＲ 上升。

ＬＥＯ 衛(wèi)星的軌道模型，如圖２ 所示。

圖２ 中箭頭所指的兩個(gè)點(diǎn)分別為ＬＥＯ 衛(wèi)星和地面終端節(jié)點(diǎn)，ｒ 為地球半徑，Ｈ 為ＬＥＯ 衛(wèi)星軌道高度，δ 為衛(wèi)星天線張角，θ 為仰角，φ 為ＬＥＯ 衛(wèi)星和終端節(jié)點(diǎn)之間的夾角，Ｏ 為地心，ｖ 為衛(wèi)星運(yùn)動速度。

設(shè)ＩｏＴ 終端發(fā)送的信號載波頻率為ｆｃ，信號傳輸時(shí)間為ｔ，則信號從地面終端節(jié)點(diǎn)發(fā)送到ＬＥＯ 衛(wèi)星后產(chǎn)生的多普勒頻偏可表示為：

式中：Ｇ 為引力常量，Ｍ 為地球質(zhì)量，ＧＭ ＝３． ９８６ ００５×１０１４ ｍ３ ／ ｓ２ 為地心引力常量。

對ｆｄ（ｔ）求導(dǎo)后可得多普勒頻偏一階變化率：

設(shè)定衛(wèi)星軌道高度ｈ ＝ ５００ ｋｍ，地球半徑ｒ ＝６ ３７１ ｋｍ，天線張角δ ＝ ６０°，載波頻率分別設(shè)定為ｆｃ ＝４８０ ＭＨｚ 和ｆｃ ＝１ ６６８ ＭＨｚ 時(shí)ＬＥＯ 衛(wèi)星場景下的多普勒頻偏（ｆｄ（ｔ））及多普勒變化率（ｄｆｄ（ｔ）／ ｄｔ）的曲線如圖３ 所示，其中虛線和實(shí)線分別表示ｆｃ ＝４８０ ＭＨｚ 和ｆｃ ＝ １ ６６８ ＭＨｚ 下的ｆｄ（ｔ）和ｄｆｄ（ｔ）／ ｄｔ。從圖中可以看出，當(dāng)衛(wèi)星運(yùn)行在不同時(shí)刻所對應(yīng)的ｆｄ（ｔ）和ｄｆｄ（ｔ）／ ｄｔ 不同，且在低仰角處，ｆｄ（ｔ）值較大，而ｄｆｄ（ｔ）／ ｄｔ 較小，在高仰角處則相反。

１． ３ ＬｏＲａ 信號的多普勒適應(yīng)性分析

ＬｏＲａ 標(biāo)準(zhǔn)化文件中規(guī)定的不同ＳＦ 和ＢＷ 的單個(gè)ＬｏＲａ 符號周期，如表２ 所示。

在ＬＥＯ 衛(wèi)星信道中，多普勒頻偏變化率最高可達(dá)到－３． ５×１０－７ Ｈｚ／ ｓ，按照ＬｏＲａ 標(biāo)準(zhǔn)化文件規(guī)定，一幀數(shù)據(jù)包中最多可包含的載荷符號數(shù)量為２００，則在不同ＳＦ 和ＢＷ 的參數(shù)配置下，地面終端發(fā)送２００ 載荷符號傳輸?shù)剑蹋牛?衛(wèi)星時(shí)，一幀ＬｏＲａ 數(shù)據(jù)包內(nèi)產(chǎn)生的最大多普勒頻偏變化量|ｆｄｍａｘ| 是不同的。由于一幀數(shù)據(jù)包總包長加上前導(dǎo)碼部分最長可達(dá)２１２． ２５ 個(gè)符號，若要求在此ＬＥＯ 衛(wèi)星信道下實(shí)現(xiàn)正確傳輸數(shù)據(jù)，則在幀末尾處必須滿足｜ ｆｄｍａｘ ｜ ＜ＢＷ／２（ＳＦ＋１），故ＢＷ／２（ＳＦ＋１）就是在動態(tài)多普勒頻移環(huán)境下ＬｏＲａ 接收信號的頻率判決門限。根據(jù)該門限值可以判斷出ＬｏＲａ 標(biāo)準(zhǔn)中具體哪些ＳＦ 和ＢＷ 配置下，可以在ＬＥＯ 衛(wèi)星信道中適應(yīng)動態(tài)多普勒頻偏。當(dāng)載荷符號數(shù)量一定時(shí)，不同ＳＦ 和ＢＷ 配置會產(chǎn)生不同總包長的數(shù)據(jù)包，而不同總包長也對應(yīng)不同的ＢＷ／２（ＳＦ＋１）和|ｆｄｍａｘ |。當(dāng)載荷長度固定為２００ 個(gè)符號時(shí)，載波頻率分別為ｆｃ ＝ ４８０ ＭＨｚ 和ｆｃ ＝ １ ６６８ ＭＨｚ，ＢＷ／２（ＳＦ＋１）和|ｆｄｍａｘ |隨ＬｏＲａ 數(shù)據(jù)包總包長變化的曲線如圖４ 所示。從圖中可以看出，在ｆｃ ＝４８０ ＭＨｚ 的載波頻率下，當(dāng)數(shù)據(jù)包總包長大于４３４． ６８８ ｍｓ 時(shí)，就會出現(xiàn)｜ｆｄｍａｘ ｜＞ＢＷ／２（ＳＦ＋１）；而在ｆｃ ＝１ ６６８ ＭＨｚ 的載波頻率下，當(dāng)數(shù)據(jù)包總包長大于２１７． ３４４ ｍｓ 時(shí)，會出現(xiàn)｜ｆｄｍａｘ ｜ ＞ＢＷ／２（ＳＦ＋１）。若｜ ｆｄｍａｘ ｜ ＞ＢＷ／２（ＳＦ＋１），則一幀ＬｏＲａ 數(shù)據(jù)包的最大多普勒頻偏將超過門限值。

由圖４ 可知，在ＬｏＲａ 標(biāo)準(zhǔn)中，當(dāng)ｆｃ ＝ ４８０ ＭＨｚ／ｆｃ ＝１ ６６８ ＭＨｚ 時(shí)，只有使得ＬｏＲａ 數(shù)據(jù)包總包長小于８６９． ３７６ ｍｓ／４３４． ６８８ ｍｓ 的ＳＦ 和ＢＷ 配置，才能適應(yīng)ＬＥＯ 衛(wèi)星信道環(huán)境。

２ ＬｏＲａ 物理層的ＦＰＧＡ 設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

本文設(shè)計(jì)了一種基于Ｃｈｉｒｐ 波形且參數(shù)可配置和擴(kuò)展的ＬｏＲａ 調(diào)制，其物理層系統(tǒng)是基于ＺＹＮＱ＋ＡＤ９３６１ 的ＳＤＲ 平臺，通過擴(kuò)展傳統(tǒng)ＬｏＲａ 調(diào)制的參數(shù)集，實(shí)現(xiàn)發(fā)射信號的參數(shù)可配置。使用Ｘｉｌｉｎｘ 公司型號為ＸＣ７Ｚ０３０ 的ＳｏＣ 芯片，在ＰＳ 端通過ＡＲＭ處理器配置ＡＤ９３６１ 的寄存器參數(shù)；在ＰＬ 端通過Ｖｅｒｉｌｏｇ ＨＤＬ 和ＶＨＤＬ 語言設(shè)計(jì)了ＬｏＲａ 調(diào)制信號的發(fā)射機(jī)和接收機(jī)。

２． １ 發(fā)射機(jī)物理層設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

啁啾擴(kuò)頻（Ｃｈｉｒｐ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ，ＣＳＳ）是一種基于頻率掃描的擴(kuò)頻調(diào)制技術(shù)，信號的頻率會隨著時(shí)間線性地變化，形成了Ｃｈｉｒｐ 信號，頻率變化可以是向上或向下的線性斜坡，不同調(diào)制信息對應(yīng)于Ｃｈｉｒｐ 信號不同的初始頻率。

標(biāo)準(zhǔn)Ｃｈｉｒｐ 信號的表達(dá)式為：

ｓ（ｔ）＝ ｅｊ（２πｆｃｔ＋πμｔ２），０≤ｔ≤Ｔｓ （９）

式中：ｆｃ 為載波頻率，Ｔｓ 為Ｃｈｉｒｐ 信號周期，μ ＝ＢＷ／ Ｔｓ 為調(diào)頻率。

根據(jù)頻率隨時(shí)間的線性遞增（μ＞０）或線性遞減（μ ＜ ０），分為標(biāo)準(zhǔn)ＵｐＣｈｉｒｐ 信號ｓｕｐ （ｔ）和標(biāo)準(zhǔn)ＤｏｗｎＣｈｉｒｐ 信號ｓｄｏｗｎ（ｔ）。

ＬｏＲａ 調(diào)制則是將傳輸信息每ＳＦ 位比特組成十進(jìn)制調(diào)制信息Ｋｉ∈｛１，２，…，２ＳＦ －１｝，將調(diào)制信息映射為ＬｏＲａ 信號的初始頻率ｆ０ ＝ＫｉＢＷ／２ＳＦ，且ＳＦ∈｛７，８，９，１０，１１，１２｝、ＢＷ∈｛１２５ ｋＨｚ，２５０ ｋＨｚ，５００ ｋＨｚ｝，傳統(tǒng)ＬｏＲａ 調(diào)制信號的表達(dá)式為：

式中：Ｔ０ ＝ （２ＳＦ －Ｋｉ ）／ ＢＷ 為已調(diào)信號的頻率跳變時(shí)刻。

本文介紹的ＬｏＲａ 調(diào)制，是在基于Ｃｈｉｒｐ 波形的傳統(tǒng)ＬｏＲａ 調(diào)制基礎(chǔ)上，擴(kuò)展了ＳＦ 和ＢＷ 的參數(shù)配置范圍。ＳＦ 增加了６，ＢＷ 增加了１ ＭＨｚ。ＦＰＧＡ 中設(shè)計(jì)的ＬｏＲａ 信號調(diào)制器結(jié)構(gòu)如圖５ 所示，調(diào)制器輸入?yún)?shù)有ＢＷ、ＳＦ、每幀發(fā)送的載荷符號數(shù)ｓｙｍ＿ｎｕｍ和調(diào)制數(shù)據(jù)ｄａｔａ＿ｉｎ，從而實(shí)現(xiàn)對初始頻率和累加頻率對應(yīng)的“控制字ｆｗ０”和“控制字ｄｆｗ”的控制。頻率控制字累加器首先將ｆｗ０ 的值賦給ｆｗ，再對ｆｗ 在每個(gè)時(shí)鐘周期都累加ｄｆｗ 并將其輸出，當(dāng)ｆｗ 累加到ＢＷ 對應(yīng)的頻率控制字ｆｗＢＷ 時(shí)，直接令ｆｗ 置零。輸出的ｆｗ 進(jìn)入直接數(shù)字頻率合成器（Ｄｉｒｅｃｔ ＤｉｇｉｔａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ，ＤＤＳ），用來生成ＬｏＲａ 調(diào)制信號的Ｉ 路波形和Ｑ 路波形。

ＬｏＲａ 調(diào)制數(shù)據(jù)包的幀格式，包括前導(dǎo)碼（Ｐｒｅａｍｂｌｅ）、報(bào)頭（Ｈｅａｄｅｒ）、數(shù)據(jù)載荷（Ｐａｙｌｏａｄ），前導(dǎo)碼由可變前導(dǎo)（Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｐｒｅａｍｂｌｅ）、幀同步字（Ｓｙｎｃ Ｗｏｒｄ）和幀起始分隔符（Ｓｔａｒｔ-ｏｆ-Ｆｒａｍｅ Ｄｅｌｉｍｉｔｅｒ，ＳＦＤ）三部分組成，如圖６ 所示。數(shù)據(jù)包主要用于接收機(jī)的時(shí)頻同步。在前導(dǎo)碼中，可變前導(dǎo)用８ 個(gè)ＵｐＣｈｉｒｐ 信號表示，幀同步字用兩個(gè)ＬｏＲａ 調(diào)制信號表示，幀起始分隔符用２． ２５ 個(gè)標(biāo)準(zhǔn)ＤｏｗｎＣｈｉｒｐ 信號表示。

為了在ＦＰＧＡ 中實(shí)現(xiàn)ＬｏＲａ 調(diào)制的數(shù)據(jù)包發(fā)送功能，在發(fā)射機(jī)中設(shè)計(jì)了一套狀態(tài)機(jī)控制程序，控制ＬｏＲａ 調(diào)制的參數(shù)配置和數(shù)據(jù)包發(fā)送過程。發(fā)射機(jī)的狀態(tài)轉(zhuǎn)移圖如圖７ 所示。其中Ｓ０ 為上電復(fù)位狀態(tài)，Ｓ１ 為空閑狀態(tài)，Ｓ２ 為配置狀態(tài)，Ｓ３ 為前導(dǎo)碼發(fā)送狀態(tài)，Ｓ４ 為報(bào)頭發(fā)送狀態(tài)，Ｓ５ 為載荷發(fā)送狀態(tài)，Ｓ６ 為結(jié)束狀態(tài)。

２． ２ 接收機(jī)物理層設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

在無時(shí)延且頻率同步的理想條件下，直接通過接收信號和本地ＤｏｗｎＣｈｉｒｐ 信號相乘，進(jìn)行快速傅里葉變換（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｒｏｍ，ＦＦＴ）后，通過索引ＦＦＴ 輸出的峰值對應(yīng)的頻率值就可以獲得正確的解調(diào)值。但是在現(xiàn)實(shí)場景下，發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間存在通信時(shí)延，且信道中存在多普勒效應(yīng)，因此現(xiàn)實(shí)中無法做到時(shí)間和頻率都同步，上述條件將導(dǎo)致載波頻率偏移和符號定時(shí)偏移，載波頻率偏移分為整數(shù)倍載波頻率偏移ＣＦＯｉｎｔ 和小數(shù)倍載波偏移ＣＦＯｆｒａｃ，符號定時(shí)偏移分為整數(shù)倍符號定時(shí)偏移ＳＴＯｉｎｔ 和小數(shù)倍符號定時(shí)偏移ＳＴＯｆｒａｃ，。此外，由于發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的晶振頻率不完全一致將導(dǎo)致采樣頻率偏移ＳＦＯ，隨著時(shí)間的增加，ＳＦＯ 產(chǎn)生的影響會越來越明顯，不利于接收機(jī)對長幀的解調(diào)。

為了得到全部的ＣＦＯｉｎｔ、ＳＴＯｉｎｔ、ＣＦＯｆｒａｃ、ＳＴＯｆｒａｃ和ＳＦＯ 的估計(jì)值，使用了如圖８ 所示展示的ＬｏＲａ幀同步算法［８］。

圖８ 中輸入信號的樣本按照從左到右的順序進(jìn)行處理，而算法的不同步驟對應(yīng)于幀同步的不同階段，執(zhí)行順序是從上到下，其中一些步驟同時(shí)發(fā)生。

參考圖８，在ＦＰＧＡ 開發(fā)環(huán)境中實(shí)現(xiàn)了參數(shù)可擴(kuò)展ＬｏＲａ 信號的接收機(jī)時(shí)頻同步算法，即ＣＦＯｉｎｔ、ＳＴＯｉｎｔ、ＣＦＯｆｒａｃ 和ＳＴＯｆｒａｃ 的估計(jì)和補(bǔ)償，ＦＰＧＡ 中的算法流程如圖９ 所示。

為了控制接收機(jī)的ＬｏＲａ 信號解調(diào)和同步過程，還設(shè)計(jì)了狀態(tài)機(jī)程序，如圖１０ 所示。其中，Ｓ７為上電復(fù)位狀態(tài)，Ｓ８ 為參數(shù)配置狀態(tài)，Ｓ９ 為門限檢測狀態(tài)，Ｓ１０ 為時(shí)頻同步狀態(tài)，Ｓ１１ 為符號解調(diào)狀態(tài)，Ｓ１２ 為結(jié)束狀態(tài)。

以下將介紹在ＦＰＧＡ 中實(shí)現(xiàn)估計(jì)ＣＦＯｉｎｔ、ＳＴＯｉｎｔ、ＣＦＯｆｒａｃ 和ＳＴＯｆｒａｃ 的具體步驟。

（１）估計(jì)ＣＦＯｆｒａｃ 的實(shí)現(xiàn)步驟

① 求得并保存前兩個(gè)ＵｐＣｈｉｒｐ 前導(dǎo)碼的ＦＦＴ輸出最大幅值索引的相位φｉ（ｉ＝１，２）；

② 對這兩個(gè)相位值前后分別作差，得Δφ ＝φ２ －φ１；

③ 對Δφ 進(jìn)行ｍｏｄ（２π）運(yùn)算后，判斷輸出結(jié)果是否大于π，若大于則再減π，得到Δφ′；

④ 令Δφ′／２π，求得ＣＦＯｆｒａｃ 的估計(jì)值。（２）估計(jì)ＳＴＯｆ ｒａｃ 的實(shí)現(xiàn)步驟

① 累加第４ ～ ６ 個(gè)ＵｐＣｈｉｒｐ 前導(dǎo)碼的ＦＦＴ 幅值，得到累加頻譜Ｙｋ；

② 設(shè)Ｙｋ 的最大幅值的索引為ｉ，則計(jì)算ＴＥｒａｗ ＝（｜Ｙｉ＋１ ｜ －｜Ｙｉ－１ ｜）／ ｜Ｙｉ ｜；

③ 將ＴＥｒａｗ 與存放在ＲＯＭ 表中的１９ 個(gè)ＴＥ 值做比較，找到滿足ＴＥ＜ＴＥｒａｗ 的最后一個(gè)索引值ｊ（索引的范圍為０ ～１８），ＳＴＯｆｒａｃ 值按下式計(jì)算得到：

式中：ＲＯＭ 表中的ＴＥ 值源于文獻(xiàn)［７］中介紹的ＳＴＯｆｒａｃ 估計(jì)算法，在ＦＰＧＡ 中量化為１９ 個(gè)離散值存儲于ＲＯＭ 中，如圖１１ 所示。

（３）聯(lián)合估計(jì)ＣＦＯｉｎｔ 和ＳＴＯｉｎｔ 實(shí)現(xiàn)步驟

① 累加１ ～ ８ 個(gè)全部的ＵｐＣｈｉｒｐ 前導(dǎo)碼的ＦＦＴ幅值并找到最大幅值的索引ｓｕｐ 和第１ 個(gè)ＤｏｗｎＣｈｉｒｐ的ＦＦＴ 最大幅值的索引ｓｄｏｗｎ；

② 求得ｓｕｐ ＋ｓｄｏｗｎ 的值，再?。恚铮洌ǎ玻樱?），結(jié)果再除以２ 后，幅值賦值給中間變量ＣＦＯｔｅｍｐ；

③ 若ＣＦＯｔｅｍｐ≤２ＳＦ －２，則ＣＦＯｔｅｍｐ 就作為整數(shù)倍頻偏的計(jì)算結(jié)果賦給ＣＦＯｉｎｔ；否則將ＣＦＯｔｅｍｐ ≤２ＳＦ －１賦給ＣＦＯｉｎｔ；

④ ＳＴＯｉｎｔ 通過ｓｄｏｗｎ －ＣＦＯｉｎｔ 再?。恚铮洌ǎ玻樱疲┯?jì)算得出。

接收機(jī)的ＦＰＧＡ 模塊設(shè)計(jì)如圖１２ 所示。

① Ｉ、Ｑ 兩路數(shù)據(jù)ｉ＿ｄａｔａ＿ｉ 和ｉ＿ｄａｔａ＿ｑ 進(jìn)入頂層模塊后，將進(jìn)入下采樣模塊進(jìn)行奈奎斯特采樣；

② 采樣信號ｓａｍｐ＿ｉ 和ｓａｍｐ＿ｑ 進(jìn)入去線性調(diào)頻模塊和本地ＤｏｗｎＣｈｉｒｐ 信號做復(fù)數(shù)乘法，執(zhí)行去線性調(diào)頻操作，輸出的兩路信號為ｏ＿ｄａｔａ＿ｉ 和ｏ＿ｄａｔａ＿ｑ；

③ 再輸入ＦＦＴ 模塊進(jìn)行ＦＦＴ，得到ＦＦＴ 數(shù)據(jù)ｆｆｔ＿ｄａｔａ；

④ 將ｆｆｔ＿ｄａｔａ 輸出數(shù)據(jù)解調(diào)模塊和時(shí)頻同步模塊，時(shí)頻同步模塊將分別計(jì)算出各個(gè)估計(jì)值ＣＦＯｆｒａｃ、ＳＴＯｆｒａｃ、ＣＦＯｉｎｔ 和ＳＴＯｉｎｔ；

⑤ 將以上估計(jì)值輸送給下采樣模塊、去線性調(diào)頻模塊和ＦＦＴ 模塊以實(shí)現(xiàn)對時(shí)頻偏的補(bǔ)償；

⑥ 時(shí)頻偏補(bǔ)償完成后，數(shù)據(jù)解調(diào)模塊會根據(jù)輸入的ｆｆｔ＿ｄａｔａ，解調(diào)得到正確的載荷數(shù)據(jù)，并通過端口ｏ＿ｄｅｍｏｄ＿ｄａｔａ 輸出。

３ 測試與結(jié)果分析

系統(tǒng)射頻連接如圖１３ 所示。

ＰＣ 機(jī)用于控制發(fā)射端發(fā)送參數(shù)可配置的ＬｏＲａ信號，接收端ＰＣ 機(jī)則用于觀察解調(diào)數(shù)據(jù)，頻譜儀用于觀察發(fā)射端輸出信號的頻譜，信號源用于產(chǎn)生加性高斯白噪聲，信道模擬器用于產(chǎn)生ＬＥＯ 衛(wèi)星信道下的動態(tài)多普勒頻偏。在完成參數(shù)可擴(kuò)展ＬｏＲａ 信號物理層的ＦＰＧＡ 系統(tǒng)設(shè)計(jì)后，開展了一系列測試工作，包括ＬｏＲａ 信號收發(fā)測試及ＬＥＯ 衛(wèi)星信道下的ＢＥＲ 性能測試。搭建的測試平臺主要設(shè)備包含發(fā)射端、接收端、信號源、頻譜儀和信道模擬器等，發(fā)射端和接收端是兩塊相同的ＺＹＮＱ＋ＡＤ９３６１ 開發(fā)板。測試平臺如圖１４ 所示。

３． １ 收發(fā)測試

采用型號為Ｋｅｙｓｉｇｈｔ Ｎ９０１０Ｂ 的頻譜分析儀，觀察發(fā)射端發(fā)送ＬｏＲａ 信號的頻譜。圖１５ 分別展示了ＢＷ 為１２５ ｋＨｚ 和１ ＭＨｚ 時(shí)ＬｏＲａ 信號的頻譜，由頻譜圖可驗(yàn)證ＦＰＧＡ 成功產(chǎn)生對應(yīng)ＢＷ 的ＬｏＲａ 信號。

配置ＦＰＧＡ 中的發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的ＢＷ 為１２５ ｋＨｚ，ＳＦ 為８，可變前導(dǎo)長度為８，載荷符號數(shù)為４，載荷內(nèi)容為十進(jìn)制的｛１，１０，２０，３０｝。在接收機(jī)的ＰＣ 端，觀察接收到的ＬｏＲａ 調(diào)制信號的時(shí)頻同步結(jié)果和解調(diào)數(shù)據(jù)，測試結(jié)果如圖１６ 和圖１７ 所示。圖１６ 中上面兩行是一段收到的ＬｏＲａ 信號，而下面４ 行為ＣＦＯｆｒａｃ、ＣＦＯｉｎｔ、ＳＴＯｆｒａｃ 和ＳＴＯｉｎｔ 的估計(jì)值；圖１７ 為接收到的４ 個(gè)載荷符號的解調(diào)數(shù)據(jù)，可以看出該接收機(jī)可以正確同步解調(diào)ＬｏＲａ 信號。

３． ２ ＬＥＯ 衛(wèi)星信道下ＢＥＲ 測試

為了驗(yàn)證信道衰落和多普勒頻偏對ＬｏＲａ 信號傳輸?shù)挠绊懛治龅玫降慕Y(jié)論，對ＳＦ∈｛８，１０｝，ＢＷ∈｛１２５ ｋＨｚ，１ ＭＨｚ｝的４ 組參數(shù)配置在ｆｃ ＝１ ６６８ ＭＨｚ的Ｌ 頻段、２０° 和８０° 仰角、ＳＮＲ 為－８ ～ ５ ｄＢ 的多普勒頻移條件下，開展誤碼性能測試，各項(xiàng)參數(shù)如表３所示。

根據(jù)測試結(jié)果，得到不同參數(shù)配置下的ＬｏＲａ調(diào)制信號在仰角下的ＢＥＲ 曲線，如圖１８ 所示。其中實(shí)線和虛線分別表示２０°和８０°仰角下的ＢＥＲ。實(shí)測時(shí)由于在ＳＦ ＝ ８，ＢＷ ＝ １ ＭＨｚ 配置下接收機(jī)的ＳＮＲ 只有－６ ｄＢ，因此只能測得－６ ～ ５ ｄＢ 的ＢＥＲ數(shù)據(jù)。

由圖１８ 可知，在低仰角條件下，所有參數(shù)配置的ＬｏＲａ 調(diào)制的誤碼性能都較好，ＢＥＲ 和ＳＮＲ 之間呈現(xiàn)明顯的相關(guān)性；在高仰角條件下，存在部分參數(shù)配置的ＬｏＲａ 信號不能適應(yīng)ＬＥＯ 衛(wèi)星信道環(huán)境，具體表現(xiàn)為其ＢＥＲ 在所有ＳＮＲ 下都非常高，而且由于動態(tài)的多普勒引起的誤碼地板效應(yīng)，ＢＥＲ 和ＳＮＲ之間沒有表現(xiàn)出明顯的相關(guān)性。

３． ３ 結(jié)果分析

設(shè)定衛(wèi)星軌道高度ｈ ＝ ５００ ｋｍ，地球半徑ｒ ＝６ ３７１ ｋｍ，地面終端發(fā)射功率Ｐｔ ＝２５ ｍＷ 時(shí)，計(jì)算不同仰角θ 下ＳＮＲ 數(shù)值，如表４ 所示。

由上文的測試和分析可知，當(dāng)衛(wèi)星和地面終端在ｆｃ ＝ １ ６６８ ＭＨｚ 的Ｌ 頻段下通信時(shí)，低仰角條件下，由于信道衰減較大，多普勒頻偏的變化率較小，ＬｏＲａ 標(biāo)準(zhǔn)中ＳＦ 較小的那一部分配置（ＳＦ＝７，８），由于ＳＮＲ 過低而不能適應(yīng)低仰角（２０°）條件下的信道環(huán)境；在高仰角條件下，由于信道衰減較小，多普勒頻偏的變化率較大，ＬｏＲａ 標(biāo)準(zhǔn)中ＳＦ 較大的那一部分配置（ＳＦ＞９），由于一幀數(shù)據(jù)包較長，其最大多普勒頻偏值將超過頻率判決門限，因此不能適應(yīng)高仰角（８０°）條件下的信道環(huán)境。關(guān)于ｆｃ ＝ ４８０ ＭＨｚ，雖然在該頻段下動態(tài)多普勒頻偏的干擾較小，但是該頻段為非授權(quán)頻段，同頻干擾較為嚴(yán)重，因此選取未來ＳＩｏＴ 規(guī)劃的Ｌ 頻段進(jìn)行ＢＥＲ 測試。本文提出參數(shù)可擴(kuò)展的ＬｏＲａ 調(diào)制在原有ＬｏＲａ 標(biāo)準(zhǔn)的基礎(chǔ)上，將ＢＷ 配置增加至１ ＭＨｚ，不僅可以在ＬＥＯ 衛(wèi)星信道下以更高的信息速率通信，而且其最大的優(yōu)勢在于與傳統(tǒng)ＬｏＲａ 調(diào)制相比，對ＬＥＯ 衛(wèi)星信道的適應(yīng)能力有顯著提高。例如在ＳＦ ＝ １０ 的配置時(shí)，８０°高仰角信道環(huán)境下，傳統(tǒng)ＬｏＲａ 調(diào)制無論如何選取ＢＷ都會由于數(shù)據(jù)包持續(xù)時(shí)間過長，而使得一幀內(nèi)的最大多普勒頻偏值超過頻率判決門限，導(dǎo)致解調(diào)出錯，因此不能適應(yīng)ＬＥＯ 衛(wèi)星信道環(huán)境，而在所提參數(shù)可擴(kuò)展的ＬｏＲａ 調(diào)制中，將ＢＷ 擴(kuò)展至１ ＭＨｚ 時(shí)，一幀內(nèi)的最大多普勒頻偏值不會超過頻率判決門限，因此能夠適應(yīng)高仰角的動態(tài)多普勒頻偏，并且在低仰角的信道環(huán)境ＳＦ ＝ １０ 的配置下，也能夠完全適應(yīng)信道中的衰減。上述優(yōu)點(diǎn)在ＢＥＲ 測試中均得到驗(yàn)證。

４ 結(jié)束語

在傳統(tǒng)ＬｏＲａ 調(diào)制的基礎(chǔ)上，提出了一種基于Ｃｈｉｒｐ 波形且參數(shù)可配置和擴(kuò)展的ＬｏＲａ 調(diào)制方式，且在ＦＰＧＡ 中設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了其物理層系統(tǒng)，在２０°和８０°衛(wèi)星仰角的信道環(huán)境下，進(jìn)行了誤碼性能測試。得出了傳統(tǒng)ＬｏＲａ 信號的調(diào)制解調(diào)方法部分參數(shù)配置不能適應(yīng)高動態(tài)ＬＥＯ 衛(wèi)星信道的結(jié)論，同時(shí)驗(yàn)證了參數(shù)可擴(kuò)展的ＬｏＲａ 調(diào)制對比傳統(tǒng)ＬｏＲａ 調(diào)制對ＬＥＯ 衛(wèi)星信道有更好適應(yīng)性的這一優(yōu)勢。未來將研究接收機(jī)時(shí)頻同步算法改造和差分ＬｏＲａ 調(diào)制的方法，以適應(yīng)ＬＥＯ 高動態(tài)信道，使以ＬｏＲａ 體制為代表的Ｃｈｉｒｐ 波形能在ＬＥＯ ＳＩｏＴ 場景中得到更好的應(yīng)用。

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［１２］ＦＥＲＮＡＮＤＥＺ Ｌ，ＲＵＩＺＤＥＡＺＵＡ Ｊ Ａ，ＣＡＬＶＥＲＡＳＡ，ｅｔ ａｌ．Ａｓｓｅｓｓｉｎｇ ＬｏＲａ ｆｏｒ ＳａｔｅｌｌｉｔｅｔｏＥａｒｔｈ ＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓＣｏｎｓｉｄｅｒｉｎｇ ｔｈｅ Ｉｍｐａｃｔ ｏｆ Ｉｏｎｏｓｐｈｅｒｉｃ Ｓｃｉｎｔｉｌｌａｔｉｏｎ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ａｃｃｅｓｓ，２０２０，８：１６５５７０－１６５５８２．

［１３］ＤＯＲＯＳＨＫＩＮ Ａ Ａ，ＺＡＤＯＲＯＺＨＮＹ Ａ Ｍ，ＫＵＳ Ｏ Ｎ，ｅｔ ａｌ． Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ Ｓｔｕｄｙ ｏｆ ＬｏＲａ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｉｍｍｕｎｉｔｙ ｔｏＤｏｐｐｌｅｒ Ｅｆｆｅｃｔ ｉｎ ＣｕｂｅＳａｔ Ｒａｄｉｏ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ａｃｃｅｓｓ，２０１９，７：７５７２１－７５７３１．

［１４］ＤＯＲＯＳＨＫＩＮ Ａ Ａ，ＺＡＤＯＲＯＺＨＮＹ Ａ Ｍ，ＧＯＲＥＶ Ｖ Ｎ，ｅｔａｌ． Ｆｉｒｓｔ Ｆｌｉｇｈｔｔｅｓｔｉｎｇ ｏｆ ＬｏＲａ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｉｎ ＳａｔｅｌｌｉｔｅＲａｄｉｏ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ｉｎ Ｌｏｗｅａｒｔｈ Ｏｒｂｉｔ［Ｊ］． ＩＥＥＥ Ａｃｃｅｓｓ，２０２２，１０：１００００６－１０００２３．

［１５］ＹＡＮＧ Ｃ，ＷＡＮＧ Ｍ，ＺＨＥＮＧ Ｌ，ｅｔ ａｌ． Ｆｏｌｄｅｄ ＣｈｉｒｐｒａｔｅＳｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＬＥＯ Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ ＩｏＴ［Ｊ］． ＩＥＥＥＡｃｃｅｓｓ，２０１９，７：９９４５１－９９４６１．

［１６］ＱＩＡＮ Ｙ Ｂ，ＭＡ Ｌ，ＬＩＡＮＧ Ｘ Ｗ． Ｓｙｍｍｅｔｒｙ Ｃｈｉｒｐ ＳｐｒｅａｄＳｐｅｃｔｒｕｍ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｕｓｅｄ ｉｎ ＬＥＯ Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ Ｉｎｔｅｒｎｅｔ ｏｆＴｈｉｎｇｓ ［Ｊ ］． ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ，２０１８，２２（１１）：２２３０－２２３３．

［１７］ＱＩＡＮ Ｙ Ｂ，ＭＡ Ｌ，ＬＩＡＮＧ Ｘ Ｗ． Ｔｈｅ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ＣｈｉｒｐＳｉｇｎａｌ Ｕｓｅｄ ｉｎ ＬＥＯ Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ Ｉｎｔｅｒｎｅｔ ｏｆ Ｔｈｉｎｇｓ ［Ｊ］． ＩＥＥＥＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ，２０１９，２３（８）：１３１９－１３２２．

［１８］ＱＩＡＮ Ｙ Ｂ，ＭＡ Ｌ，ＬＩＡＮＧ Ｘ Ｗ． Ｔｈｅ Ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄｏｆ Ｓｙｍｍｅｔｒｙ Ｃｈｉｒｐ Ｓｉｇｎａｌ Ｕｓｅｄ ｉｎ ＬＥＯ Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ Ｉｎｔｅｒｎｅｔｏｆ Ｔｈｉｎｇｓ ［Ｊ］． ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ，２０１９，２３（９）：１５７２－１５７５．

［１９］樓才義，徐建良，楊小牛． 軟件無線電原理與應(yīng)用（第２版）［Ｍ］． 北京：電子工業(yè)出版社，２０１４：１１８－２０５．

［２０］ＣＯＲＡＺＺＡ Ｇ Ｅ，ＶＡＴＡＬＡＲＯ Ｆ． Ａ Ｓｔａｔｉｓｔｉｃａｌ Ｍｏｄｅｌ ｆｏｒＬａｎｄ Ｍｏｂｉｌｅ Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ Ｃｈａｎｎｅｌｓ ａｎｄ Ｉｔｓ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏＮｏｎｇｅｏｓｔａｔｉｏｎａｒｙ Ｏｒｂｉｔ Ｓｙｓｔｅｍｓ［Ｊ］． ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎＶｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，１９９４，４３（３）：７３８－７４２．

作者簡介：

王楚鳴 男，（１９９６—），碩士研究生。主要研究方向：衛(wèi)星物聯(lián)網(wǎng)。

洪 濤 男，（１９８２—），博士，副教授。主要研究方向：衛(wèi)星物聯(lián)網(wǎng)、衛(wèi)星通信等。

鐘志偉 男，（２０００—），碩士研究生。主要研究方向：衛(wèi)星物聯(lián)網(wǎng)。

丁曉進(jìn) 男，（１９８１—），博士，副教授。主要研究方向：空間信息網(wǎng)絡(luò)、衛(wèi)星物聯(lián)網(wǎng)、頻偏智能認(rèn)知等。

張更新 男，（１９６７—），博士，教授。主要研究方向：衛(wèi)星通信、深空通信、空間信息網(wǎng)絡(luò)。

基金項(xiàng)目：國家自然科學(xué)基金（Ｕ２１Ａ２０４５０，６２１７１２３４，６１９７１４４０）；江蘇省前沿引領(lǐng)技術(shù)基礎(chǔ)研究專項(xiàng)（ＢＫ２０１９２００２）；國家重點(diǎn)研發(fā)計(jì)劃（２０２２ＹＦＢ２９０２６００）