摘 要：

針對(duì)臨界導(dǎo)通模式（CRM） Boost-PFC電路開關(guān)管開通電壓大導(dǎo)致開通損耗高、開通時(shí)du/dt大導(dǎo)致電磁干擾（EMI）的問(wèn)題，提出一種改進(jìn)的軟開關(guān)恒定導(dǎo)通時(shí)間（COT）控制方法。電路的開關(guān)管自適應(yīng)地在低輸入電壓瞬時(shí)值時(shí)實(shí)現(xiàn)零電壓開通（ZVS），在高輸入電壓瞬時(shí)值時(shí)實(shí)現(xiàn)谷底導(dǎo)通，降低開關(guān)管的導(dǎo)通電壓，減小了導(dǎo)通損耗;降低導(dǎo)通時(shí)開關(guān)管的du/dt，改善了電路的EMI性能。分析CRM Boost-PFC電路及所提控制方法的原理和工作過(guò)程，并探討所提控制方法對(duì)電路EMI特性的影響，開展關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)。最后，通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)給出了樣機(jī)的輸入輸出特性曲線、效率曲線和EMI特性曲線，驗(yàn)證所提控制方法的有效性。

關(guān)鍵詞：

Boost-PFC電路; 改進(jìn)COT控制; 開關(guān)損耗; EMI; 自適應(yīng)

中圖分類號(hào)： TM46

文獻(xiàn)標(biāo)志碼： A

文章編號(hào)： 2095-8188（2024）05-0010-10

DOI：

10.16628/j.cnki.2095-8188.2024.05.002

Improved COT Control Strategy for CRM Boost-PFC Circuits

XIAO Jian1， LIN Jianwen1， ZHANG Jiakai2， PAN Guangbin3

（1.Longyan Power Supply Company of State Grid Fujian Electric Power Co.，Ltd.， Longyan 364000， China;

2.Aletai Power Supply Company of State Grid Xinjiang Electric Power Co.，Ltd.， Aletai 836300， China; 3.Dazhou Power Supply Company，State Grid Sichuan Electric Power Company， Dazhou 635000， China）

Abstract：

An improved soft switching constant on-time （COT） control method is proposed to address the issues of high conduction loss caused by turn-on voltage of the Boost-PFC circuit in critical conduction mode （CRM） and poor EMI caused by high du/dt during conduction.The circuit switching transistors adaptively realize ZVS at low input voltage instantaneous value and valley conduction at high input voltage instantaneous value.The switching voltage and switching loss of the switching transistor are reduced.The du/dt of switching transistor is reduced and EMI performance of circuit is improved.The Boost-PFC circuit of CRM，the principle and working process of the proposed control method are analyzed.The influence of the proposed control method on EMI characteristics of the circuit is explored.The key parameters are designed.Finally，the simulation and experiment results show the input and output characteristics，efficiency curves and EMI curves of the prototype，which can verify the effectiveness of the proposed control method.

Key words：

Boost-PFC circuit; improved COT control; switching loss; EMI; adaptively

0 引 言

Boost電路由于結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，制作成本低等優(yōu)點(diǎn)被廣泛運(yùn)用于發(fā)光二極管（LED）驅(qū)動(dòng)電路、車載電源及其輔助電路等 ［1-4］。但Boost電路存在開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)導(dǎo)通電壓過(guò)高導(dǎo)致的開關(guān)管損耗高和電磁干擾（EMI）特性變差的問(wèn)題，使得Boost電路的效率特性、EMI特性變差［5-9］。為了改善Boost電路的效率及EMI特性，Boost電路實(shí)際運(yùn)用中常工作于臨界導(dǎo)通模式（CRM），有利于實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的低電壓導(dǎo)通，在一定程度上降低導(dǎo)通損耗，提高電源效率，改善電源的EMI特性［10-13］。

為實(shí)現(xiàn)Boost-PFC電路的零電壓導(dǎo)通（ZVS）和谷底導(dǎo)通（VS），文獻(xiàn)［14］提出對(duì)電路的寄生參數(shù)進(jìn)行分析，求得電路開關(guān)管的最佳導(dǎo)通點(diǎn)，進(jìn)而為實(shí)現(xiàn)電路開關(guān)管的ZVS和VS提供了一種指導(dǎo)方法，該方法計(jì)算量大，非常復(fù)雜。文獻(xiàn)［15］提出一種檢測(cè)開關(guān)管兩端電壓的控制開關(guān)管導(dǎo)通的方法，該方法未與主電路隔離，干擾信號(hào)大，需要補(bǔ)償，且主電路電壓高，會(huì)造成電路損耗增大。文獻(xiàn)［16］提出一種零電流檢測(cè)電路的優(yōu)化電路，該方法沒(méi)有達(dá)到電路開關(guān)管ZVS的目的，使得電路開關(guān)管處于硬開關(guān)狀態(tài)。文獻(xiàn)［17-19］提出利用輔助開關(guān)管完成主電路開關(guān)管的ZVS，實(shí)現(xiàn)了電路的ZVS和低開關(guān)噪聲，但其所提出的電路復(fù)雜，實(shí)現(xiàn)難度大，限制其應(yīng)用。文獻(xiàn)［20］提出了一種隔離型過(guò)零檢測(cè)電路，實(shí)現(xiàn)了與主電路隔離和低電壓導(dǎo)通，但所提出的檢測(cè)電路精度較差，且未考慮寄生參數(shù)的影響。

本文提出了一種恒定導(dǎo)通時(shí)間（COT）控制結(jié)合斜率過(guò)零檢測(cè)的控制方法，通過(guò)檢測(cè)Boost電感輔助繞組上電壓信號(hào)斜率來(lái)實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的ZVS或VS。所提控制方法不包含延時(shí)模塊，簡(jiǎn)化了檢測(cè)和運(yùn)算過(guò)程，且具有自適應(yīng)性。所提控制方法有效降低了開關(guān)管導(dǎo)通電壓，提高了開關(guān)電源的效率、降低了開關(guān)管導(dǎo)通du/dt，改善了電路的EMI特性。本文詳細(xì)分析了所提控制方法的原理和工作過(guò)程，以及CRM Boost-PFC電路的工作過(guò)程，探討了所提控制方法對(duì)電路EMI特性的影響。本文利用所提控制方法，結(jié)合主電路進(jìn)行了關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)，開展了計(jì)算機(jī)仿真分析，設(shè)計(jì)樣機(jī)通過(guò)實(shí)驗(yàn)得到其輸出電壓為DC 430 V、輸出功率為20～40 W、輸入電壓為AC 176～277 V的輸入輸出、效率及EMI特性，驗(yàn)證了所提控制方法的有效性。

1 CRM Boost-PFC電路

CRM模式Boost-PFC電路原理如圖1所示，CRM Boost-PFC電路開關(guān)周期主要波形如圖2所示。根據(jù)Boost電路的工作特性，軟開關(guān)COT控制方式下的主電路工作過(guò)程可以分為4個(gè)階段。一個(gè)開關(guān)周期Boost電路工作模態(tài)如圖3所示。

為便于分析，作出如下假設(shè)：① 開關(guān)管VT為非理想器件，其兩端有總和為Cj的等效電容，其余功率器件均為理想器件;② 輸出電容足夠大，可以認(rèn)為在開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)負(fù)載電壓不變。

模態(tài)1：對(duì)應(yīng)工作波形的［t1～t2］階段，t1時(shí)刻前，開關(guān)管VT處于關(guān)斷，二極管VD處于導(dǎo)通狀態(tài)。t1時(shí)刻，電感電流達(dá)到峰值，開關(guān)管VT關(guān)斷，此時(shí)輸入電源和電感儲(chǔ)能同時(shí)給開關(guān)管的寄生電容Cj充電，使寄生電容Cj上電壓達(dá)到Boost電路的輸出電壓，t2時(shí)刻，充電結(jié)束，二極管VD導(dǎo)通，寄生電容Cj上電壓等于輸出電壓U0。

模態(tài)2：對(duì)應(yīng)工作波形的［t2～t3］階段，t2時(shí)刻后，Boost電路的開關(guān)管VT處于關(guān)斷狀態(tài)，二極管VD處于導(dǎo)通狀態(tài)，電感和輸入電源向輸出電容和負(fù)載供能，這一時(shí)段主要器件的狀態(tài)表達(dá)式為

uL=uin－U0

iL（t）=U0Lt3+uin－U0Lt

iVT=0

uVT=U0（1）

t3時(shí)刻，電感儲(chǔ)能耗盡，二極管電流下降到零關(guān)斷，電感電流為零，開關(guān)管兩端寄生電容開始向輸入源反向放電。

模態(tài)3：對(duì)應(yīng)工作波形的［t3～t5］階段，t3時(shí)刻，二極管實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，但寄生電容Cj上的電壓等于輸出電壓，高于輸入電壓，因此電感L與寄生電容Cj、輸入電容C1形成諧振電路，電流開始從寄生電容Cj經(jīng)電感反流回輸入電容C1，經(jīng)過(guò)1/4個(gè)諧振周期至t4時(shí)刻，電感上電壓為0，零電波檢測(cè)（ZCD）引腳電壓過(guò)零，反向電流經(jīng)諧振達(dá)到峰值，寄生電容電壓等于輸入電壓，現(xiàn)廣泛使用的去磁檢測(cè)控制法在t4時(shí)刻控制開關(guān)管導(dǎo)通，未能實(shí)現(xiàn)最低電壓導(dǎo)通。理論上需要再經(jīng)過(guò)1/4個(gè)諧振周期后的t5時(shí)刻，寄生電容上電壓才達(dá)到最低值，即開關(guān)管DS兩端電壓達(dá)到最低值，此時(shí)導(dǎo)通開關(guān)管才能實(shí)現(xiàn)開關(guān)管低電壓導(dǎo)通的最佳狀態(tài)，這一技術(shù)稱為電路的谷底導(dǎo)通控制技術(shù)。由理論分析可知，當(dāng)輸入電壓瞬時(shí)值大于輸出電壓的1/2時(shí)，開關(guān)管可實(shí)現(xiàn)VS，反之則實(shí)現(xiàn)ZVS。Boost電路的谷底導(dǎo)通控制技術(shù)實(shí)現(xiàn)了其開關(guān)管的低電壓導(dǎo)通或ZVS，有效降低了開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)的du/dt，改善了電路的EMI特性。t5時(shí)刻，開關(guān)管兩端為谷底電壓2uin-U0或0，二極管兩端電壓為2U0-2uin或U0，電感電流為0。

模態(tài)4：對(duì)應(yīng)工作波形的［t5～t6］階段，t5時(shí)刻，開關(guān)管VT由關(guān)斷變?yōu)閷?dǎo)通，此后Boost電路的開關(guān)管VT處于導(dǎo)通狀態(tài)，輸入電源給電感提供儲(chǔ)能，輸出電容給負(fù)載供電，直至t6時(shí)刻，開關(guān)管VT關(guān)斷，此期間主要器件狀態(tài)表達(dá)式為

uVT=0

uL=uin

iL（t）=uinLt

iVT（t）=uinLt（2）

t6時(shí)刻，電感電流達(dá)到峰值，開關(guān)管開始關(guān)斷，二極管兩端電壓開始下降，各器件狀態(tài)與t1時(shí)刻相同。至此一個(gè)開關(guān)周期完成，進(jìn)入下一個(gè)周期。

2 改進(jìn)軟開關(guān)COT控制

改進(jìn)軟開關(guān)COT控制原理如圖4所示。本文PFC電路采用的改進(jìn)軟開關(guān)COT控制方式是峰值電流控制模式中常用的控制方式之一。在COT控制策略的基礎(chǔ)上，當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，結(jié)合谷底導(dǎo)通控制技術(shù)，實(shí)現(xiàn)區(qū)域ZVS和VS，進(jìn)一步改善了電路的性能。

本文提出一種斜率過(guò)零檢測(cè)谷底電壓導(dǎo)通控制方法。在輸入電壓瞬時(shí)值低于輸出電壓的1/2時(shí)，使Boost電路實(shí)現(xiàn)ZVS;輸入電壓瞬時(shí)值高于輸出電壓的1/2時(shí)，實(shí)現(xiàn)VS。改進(jìn)軟開關(guān)COT控制電路原理如圖5所示。所提檢測(cè)電路包含3個(gè)部分：ZCD電壓過(guò)零檢測(cè)電路、ZCD電壓斜率過(guò)零檢測(cè)電路、開關(guān)判定電路。斜率檢測(cè)谷底導(dǎo)通控制的優(yōu)點(diǎn)是不包含延時(shí)模塊、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，且能精確識(shí)別電壓谷底。

圖5中，ZCD電壓過(guò)零檢測(cè)電路包含比較器和RS觸發(fā)器，當(dāng)ZCD引腳的電平低于參考零電平時(shí)，RS觸發(fā)器輸出高電平將開關(guān)S導(dǎo)通，ZCD引腳上的電平信號(hào)傳輸至斜率過(guò)零檢測(cè)電路;當(dāng)ZCD信號(hào)的斜率小于Urefs2時(shí)，ux觸發(fā)RS觸發(fā)器，從而ugs輸出高電平，驅(qū)動(dòng)MOS管導(dǎo)通。

VS控制電路的工作關(guān)鍵波形如圖6所示。

將電路控制過(guò)程按照?qǐng)D6中的時(shí)序詳細(xì)描述，其中二次側(cè)導(dǎo)通時(shí)間檢測(cè)信息通過(guò)一次側(cè)輔助繞組上的ZCD獲得。

［t1～t2］：t1時(shí)刻前開關(guān)管處于開通，二極管處于關(guān)斷狀態(tài)。在t1時(shí)刻，開關(guān)管關(guān)斷，二次側(cè)二極管導(dǎo)通，輔助繞組電壓與二次側(cè)輸出電壓成比例關(guān)系，輸出較平穩(wěn)的電壓，直到二次側(cè)導(dǎo)通時(shí)間結(jié)束，即到達(dá)t2時(shí)刻;在此階段，DeE輸出低電壓信號(hào)。S關(guān)斷，斜率檢測(cè)電路不工作，A輸出零電平，ux維持高電平不動(dòng)作，開關(guān)管不導(dǎo)通。

［t2～t3］：t2時(shí)刻，開關(guān)管漏源兩端的電壓為Uin+nU0（大于輸入電壓Uin），電流通過(guò)變壓器一次側(cè)等效電感從開關(guān)管DS電容反流向輸入源，開關(guān)管DS之間電壓開始下降，ZCD電壓同樣開始下降，直到t3時(shí)刻，開關(guān)管DS兩端電壓等于輸入電壓，變壓器等效電感兩端電壓為0，則ZCD電壓等于0，觸發(fā)斜率檢測(cè)電路開始工作。

［t3～t4］：t3時(shí)刻以后，檢測(cè)到零電壓信號(hào)，DeE輸出高電平信號(hào)，使開關(guān)Sx信號(hào)變成高電平信號(hào)，控制開關(guān)S導(dǎo)通，斜率檢測(cè)電路開始工作，檢測(cè)到斜率為負(fù)，但由于輸入電壓為負(fù)，所以輸出信號(hào)A的值大于0，比較器動(dòng)作但輸出低電平，ux輸出低電平，直到t4時(shí)刻ZCD引腳電壓變化的斜率變?yōu)?，A輸出低電平且小于Urefs2，比較器動(dòng)作并輸出高電平，ux輸出高電平，驅(qū)動(dòng)信號(hào)ugs輸出高電平，開關(guān)管導(dǎo)通，同時(shí)驅(qū)動(dòng)過(guò)零檢測(cè)電路的開關(guān)S關(guān)斷。

在t3～t4時(shí)刻，若瞬時(shí)輸入電壓處于正弦輸入電壓的低瞬時(shí)值時(shí)，如圖6（a），當(dāng)輸入電壓瞬時(shí)值小于U0/2時(shí)，諧振后開關(guān)管兩端的電壓將直接達(dá)到0，使得開關(guān)管的體二極管導(dǎo)通，從而實(shí)現(xiàn)Boost-PFC電路開關(guān)管的ZVS。若瞬時(shí)輸入電壓處于正弦輸入電壓的高瞬時(shí)值時(shí)如圖6（b），即當(dāng)輸入電壓gt;U0/2時(shí)，諧振后開關(guān)管兩端的最低電壓仍大于0，則實(shí)現(xiàn)開關(guān)管VS。2種方式下導(dǎo)通開關(guān)管都能明顯降低開關(guān)管損耗和du/dt。

t4時(shí)刻之后，由于ZCD過(guò)零檢測(cè)電路的開關(guān)S處于關(guān)斷狀態(tài)，DeE也為低電平，斜率檢測(cè)電路不工作，所以所有信號(hào)保持上一狀態(tài)，直到關(guān)斷信號(hào)ucs控制開關(guān)管關(guān)斷。

［t4～t5］：t4時(shí)刻，開關(guān)管開通，ugs維持高電平，直至t5時(shí)刻，ucs電平大于參考電平urefs1，比較器COM3輸出高電平，RS觸發(fā)器輸出低電平，使得開關(guān)管關(guān)斷。t5時(shí)刻電路狀態(tài)與t1時(shí)刻一致，開關(guān)周期周而復(fù)始。

3 改進(jìn)COT控制對(duì)EMI的影響

非VS時(shí)，開關(guān)管開通的du/dt可以表示為

工頻交流輸入電壓經(jīng)過(guò)整流橋整流為饅頭波后，其頻率為fac=100 Hz，則輸出電流最大平均值I0取0.1 A，輸出直流電壓最大紋波ΔUo_ac取15 V時(shí)，在滿足式（14）的情況下輸出電解電容取值為33 μF/450 V。

5 仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果

5.1 仿真結(jié)果

根據(jù)電路的原理與控制策略，結(jié)合所設(shè)計(jì)的電路參數(shù)，本文搭建了Boost電路的仿真電路。仿真電路參數(shù)如表1所示。

5.1.1 輸入特性

所設(shè)計(jì)前級(jí)Boost電路的輸入特性仿真波形如圖7所示。由圖7可見(jiàn)，Boost電路可以實(shí)現(xiàn)較好的功率因數(shù)（PF）校正，具有較好的輸入特性。

電路仿真結(jié)果表明：在交流輸入電壓為176～277 V，半載/滿載輸出情況下，PF最小為0.965，THD最大為9.62%，符合相關(guān)諧波標(biāo)準(zhǔn)。

5.1.2 軟開關(guān)特性

當(dāng)交流輸入電壓為176～277 V/50 Hz，滿載時(shí)，Boost-PFC電路的開關(guān)管電壓及電流仿真波形如圖8所示。在開關(guān)管電流上升前，其兩端電壓已經(jīng)下降到谷底電壓，且開通時(shí)電流為0，實(shí)現(xiàn)了Boost電路的零電流開通，且開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)電壓處于谷底電壓，大大降低了開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)的du/dt，一定程度上改善了電源EMI特性。

當(dāng)交流輸入電壓為176～277 V/47～63 Hz或直流輸入電壓位171～275 V時(shí)，不同負(fù)載下，二極管的電壓電流波形如圖9所示。由圖9可見(jiàn)，在二極管關(guān)斷前，其電流已經(jīng)降到0，實(shí)現(xiàn)了二極管的軟開關(guān)。

5.1.3 谷底導(dǎo)通特性

當(dāng)交流輸入電壓為176～277 V/50 Hz時(shí)，整個(gè)周期內(nèi)開關(guān)管導(dǎo)通過(guò)程的du/dt如圖10所示。由圖10可知，使用谷底導(dǎo)通技術(shù)后，Boost電路各輸入電壓下導(dǎo)通時(shí)du/dt明顯下降。

工頻周期峰值處，滿載時(shí)，Boost-PFC電路開關(guān)管的谷底導(dǎo)通特性如圖11所示。保證Boost電路的開關(guān)管在谷底電壓導(dǎo)通，不僅可以減少開關(guān)管的開關(guān)損耗，還可以降低開關(guān)管的du/dt，改善電路的EMI性能。圖11中，仿真220 V輸入時(shí)PFC電路作為恒壓輸出，輸出電壓為DC 430 V，而Boost電路的開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)電壓約為280 V，遠(yuǎn)小于輸出電壓430 V，這不僅在一定程度上降低了開關(guān)管的導(dǎo)通損耗，還降低了開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)的du/dt，進(jìn)而在一定程度上降低了電路的共模噪聲。

5.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為進(jìn)一步驗(yàn)證理論分析及仿真的正確性，搭建了一臺(tái)額定功率為40 W的試驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)如圖12所示;樣機(jī)參數(shù)如表 2所示。

5.2.1 輸入輸出特性

當(dāng)輸入交流電壓為176～277 V/47～63 Hz或輸入直流電壓為171～275 V時(shí)，不同負(fù)載下，輸入電壓與輸入電流波形如圖13所示。由圖13可知，輸入電流能較好地跟隨輸入電壓，具有良好的輸入特性。

樣機(jī)PF與THD如圖14所示。樣機(jī)在額定輸入，50%～100%輸出時(shí)，PF值gt;0.96，THD值lt;10%。樣機(jī)在交流277 V輸入，50%～100%輸出時(shí)，PF值大于0.91，THD值小于20%，符合IEC1000-3-2 C類相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)。

當(dāng)輸入交流電壓為176～277 V/47～63 Hz或輸入直流電壓為171～275 V時(shí)，不同負(fù)載下，Boost-PFC電感電壓電流如圖15所示。

當(dāng)輸入交流電壓為176～277 V/47～63 Hz或輸入直流電壓為171～275 V時(shí)，不同負(fù)載下，輸出電壓波形如圖16所示，可以得出Boost-PFC電路有穩(wěn)定的輸出電壓，輸出電壓紋波率約為3%。

5.2.2 軟開關(guān)特性

當(dāng)輸入交流電壓為176～277 V/47～63 Hz或Boost-PFC171～275 V時(shí)，不同負(fù)載下，Boost-PFC電路的開關(guān)管電壓及電流波形如圖17所示。在開關(guān)管電流上升前，其兩端電壓已經(jīng)下降到谷底電壓，且開通時(shí)電流為0，實(shí)現(xiàn)了Boost電路的零電流開通，且開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)電壓處于谷底電壓，大大降低了開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)的du/dt，一定程度上有利于電源EMI特性的改善。

當(dāng)輸入交流電壓為176～277 V/47～63 Hz或輸入直流電壓為171～275 V時(shí)，不同負(fù)載下，二極管的電壓電流波形如圖18所示。由圖18可知，在二極管關(guān)斷前，其電流已經(jīng)降到0，實(shí)現(xiàn)了二極管的軟開關(guān)。

5.2.3 EMI特性

EMI特性對(duì)比如圖19所示。由理論分析可知，導(dǎo)通電壓越低意味著開關(guān)管開通時(shí)的du/dt越小，則電路的EMI特性越好。由圖19可知，改進(jìn)前的EMI余量為0.4 dBμV，而改進(jìn)后的EMI余量為6.3 dBμV。由實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，所提出控制方法可以改善CRM Boost電路的EMI特性。

5.2.4 效率特性

改進(jìn)前后Boost-PFC電路的效率對(duì)比如圖20所示，運(yùn)用改進(jìn)COT控制方法后電源滿載整機(jī)效率從94.83%提高到了95.11%，由此可知運(yùn)用了改進(jìn)COT控制方法后效率得到改善。

6 結(jié) 語(yǔ)

本文提出了一種Boost-PFC電路的改進(jìn)軟開關(guān)COT控制策略，使得Boost電路的開關(guān)管在輸入電壓瞬時(shí)值大于輸出電壓的1/2時(shí)在谷底導(dǎo)通，在輸入電壓瞬時(shí)值小于輸出電壓的1/2時(shí)實(shí)現(xiàn)ZVS軟開關(guān)，仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明：

（1） 所提控制方法有效降低了Boost-PFC電路開關(guān)管開通電壓，減小了電路的開通損耗;

（2） 所提控制方法有效降低了電路開關(guān)管開通時(shí)的du/dt，改善了電路的EMI性能。

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收稿日期： 20240131