摘 要：

為滿足脈沖負(fù)載直流變換器高功率密度和高動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能的要求，研究了一種應(yīng)用于脈沖負(fù)載的兩級(jí)式直流變換器。選用濾波電感更小、系統(tǒng)環(huán)路帶寬更高的三電平同步整流Buck變換器作為前級(jí)變換器，選用DCX-LLC諧振變換器作為后級(jí)變換器，其相對(duì)閉環(huán)控制LLC在動(dòng)態(tài)響應(yīng)及效率方面更具優(yōu)勢(shì)。然后提出優(yōu)化TL-Buck開關(guān)管電壓應(yīng)力的軟起動(dòng)策略，解決了軟起動(dòng)階段飛跨電容電壓在完成充電后降到很低的問題。最后，通過仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提兩級(jí)式直流變換器閉環(huán)及軟起動(dòng)控制策略能優(yōu)化前級(jí)TL-Buck起動(dòng)時(shí)開關(guān)管電壓應(yīng)力。

關(guān)鍵詞：

脈沖負(fù)載直流變換器; 脈沖功率平衡; 兩級(jí)式架構(gòu); 快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)

中圖分類號(hào)： TM46

文獻(xiàn)標(biāo)志碼： A

文章編號(hào)： 2095-8188（2024）05-0020-10

DOI：

10.16628/j.cnki.2095-8188.2024.05.003

Research on Topology and Control Strategy for Pulsed Load Two-Stage DC-DC Power Supply

ZHANG Seng1， CAO Xuan2， TAN Yunfei2， ZHAO Zhihong2

（1.Power Science Research Institute of State Grid Jiangsu Electric Power Co.，Ltd.， Nanjing 210000， China;

2.Nanjing University of Science and Technology， Nanjing 210000， China ）

Abstract：

In order to meet the requirements of high power density and high dynamic response performance of pulse-load DC converter，a two-stage DC converter applied to pulsed load is studied.Among them，the three-level synchronous rectifier buck converter with smaller filter inductance and higher system loop bandwidth is selected as the pre-stage converter，and the DCX （DC Transformer）-LLC resonant converter is selected as the post-stage converter，which has more advantages in dynamic response and efficiency than the closed-loop control LLC.Then，a soft-start strategy to optimize the voltage stress problem of TL（Three Level）-Buck switch is proposed，which solves the problem that the flying capacitor voltage drops to a very low level after charging in the soft-start stage.Finally，the proposed closed-loop and soft-start control strategies of two-stage DC converters are verified by simulation and experiments，and it is determined that the soft-start strategy can optimize the voltage stress of the switch during the start-up of the pre-stage TL-Buck.

Key words：

pulsed load DC converter; pulsed power balance; two-stage architecture; fast dynamic response

0 引 言

在雷達(dá)、發(fā)射機(jī)等設(shè)備的供電系統(tǒng)中，很多負(fù)載設(shè)備表現(xiàn)出脈沖負(fù)載特性，這類負(fù)載與傳統(tǒng)穩(wěn)態(tài)負(fù)載不同，其擁有低平均功率和高峰值功率的特征［1-5］。

傳統(tǒng)單級(jí)式直流變換結(jié)構(gòu)中，負(fù)載端并聯(lián)大容量的儲(chǔ)能電容提供峰值功率，電容體積較大，影響系統(tǒng)的功率密度［6-14］。同時(shí)，電子對(duì)抗等應(yīng)用場(chǎng)合中負(fù)載的占空比往往較大，對(duì)直流變換器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)提出更高的要求。由此，兩級(jí)式有源電容式架構(gòu)的脈沖負(fù)載直流變換器得到迅速發(fā)展［10，15-19］。

文獻(xiàn)［20］提出了一種前級(jí)Boost與后級(jí)雙管直流變換器級(jí)聯(lián)的兩級(jí)式方案，該方案針對(duì)前級(jí)變換器提出改進(jìn)峰值電流控制方法，以降低脈沖負(fù)載對(duì)輸入電流的擾動(dòng)影響，后級(jí)變換器采用可變電感和寬禁帶半導(dǎo)體技術(shù)，以提高開關(guān)頻率。但該方案僅考慮了后級(jí)變換器對(duì)功率傳輸?shù)膭?dòng)態(tài)響應(yīng)速度，而沒有考慮脈沖負(fù)載對(duì)前級(jí)變換器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能要求，以及中間母線電容對(duì)前級(jí)變換器供電響應(yīng)速度的要求。文獻(xiàn)［21］所提的四相交錯(cuò)并聯(lián)Buck變換器具有更小的濾波電感，從而具有更高系統(tǒng)環(huán)路帶寬的優(yōu)勢(shì)，但該拓?fù)涓飨嚅g會(huì)出現(xiàn)電流分配不均現(xiàn)象，需設(shè)計(jì)均流控制電路，使得控制邏輯復(fù)雜化。文獻(xiàn)［22］所提的三電平Buck變換器具有濾波電感更小、系統(tǒng)環(huán)路帶寬更高等優(yōu)勢(shì)，可將其作為脈沖負(fù)載兩級(jí)式直流變換器的前級(jí)變換器。文獻(xiàn)［23］所提的一種DCX-LLC諧振變換器相對(duì)閉環(huán)調(diào)頻控制LLC在動(dòng)態(tài)響應(yīng)、效率、功率密度方面更具優(yōu)勢(shì)，適用于脈沖負(fù)載變換器兩級(jí)式架構(gòu)的后級(jí)變換器應(yīng)用場(chǎng)合［24-25］。本文采用文獻(xiàn)［23］所提的DCX-LLC諧振變換器作為脈沖負(fù)載兩級(jí)式直流變換器的后級(jí)變換器。

文獻(xiàn)［22］指出三電平Buck變換器的1對(duì)主開關(guān)管和同步整流開關(guān)管在系統(tǒng)啟動(dòng)階段具有過電壓應(yīng)力的特征，即其理論電壓應(yīng)力應(yīng)為Uin/2，但實(shí)際啟動(dòng)階段其電壓應(yīng)力最高可達(dá)Uin。文獻(xiàn)［26］提出了一種針對(duì)TL-Buck過電壓應(yīng)力問題的軟啟動(dòng)控制策略，可使所有半導(dǎo)體器件在變換器的完整工作過程中的電壓應(yīng)力均≤Uin/2。本文對(duì)文獻(xiàn)［26］所提的軟啟動(dòng)控制策略進(jìn)行優(yōu)化，提出了一種基于JK觸發(fā)器的TL-Buck有源欠壓保護(hù)軟啟動(dòng)控制策略，解決了軟啟動(dòng)階段飛跨電容電壓在完成充電后可能會(huì)降到很低的值，從而導(dǎo)致的器件過電壓應(yīng)力問題。

1 脈沖功率平衡機(jī)理

1.1 脈沖功率暫態(tài)過程

脈沖負(fù)載Buck變換器結(jié)構(gòu)如圖1所示。其包括輸入端Uin和Cin，功率開關(guān)VQ1，續(xù)流二極管VD1，濾波電感Lf，輸出儲(chǔ)能電容Co，以及其高頻等效模型中的串聯(lián)等效電阻Resr_Co、串聯(lián)等效電感Lesl_Co，脈沖開關(guān)VT，穩(wěn)態(tài)負(fù)載Ro1，脈沖負(fù)載Ro2（設(shè)Ro2=Ro1/4）。

以負(fù)載加載為例，負(fù)載加載過程中輸出電壓及電感平均電流時(shí)序如圖2所示。一個(gè)完整的脈沖功率平衡過程是Ro2接入電路后，輸入端不能及時(shí)為其提供能量，因此Ro2從Co中獲取能量，導(dǎo)致Uo降低，經(jīng)過延遲后環(huán)路控制脈寬調(diào)制（PWM）模塊使能輸入端為Co充電，直到Uo恢復(fù)為穩(wěn)態(tài)值則脈沖功率平衡過程結(jié)束［8］。

1.2 脈沖功率對(duì)輸出電壓的影響

圖2中，脈沖負(fù)載動(dòng)作時(shí)，輸出電壓Uo會(huì)產(chǎn)生波動(dòng)，負(fù)載加載過程的脈沖功率平衡過程時(shí)間Tpulse可分為T1～T4 4個(gè)時(shí)段，本小節(jié)針對(duì)這4段時(shí)間，說明脈沖負(fù)載動(dòng)作過程中變換器對(duì)輸出電壓的具體影響因素。

Tpulse=T1+T2+T3+T4（1）

（1） T1階段，Uo的跌落主要是輸出電容Co及Resr_Co、Lesl_Co共同作用的結(jié)果。其中，Co引起Uo跌落的幅值為

ΔUCo=QCoCo=Io2T1t2（2）

式中： QCo——電容Co的電荷量;

Io——穩(wěn)態(tài)負(fù)載Ro1的電流Io1和脈沖負(fù)載Ro2的電流Io2之和。

其中，t∈［0，T1］，若電容實(shí)際作用時(shí)間為T1，則t=T1。Resr_Co引起Uo跌落的幅值為

ΔUResr_Co=Resr_Co·Io（3）

Lesl_Co引起Uo跌落的幅值為

ΔULesl_Co=Lesl_Co·didt=Lesl_Co·IoT1（4）

綜上，T1階段，由上述3個(gè)因素所導(dǎo)致的Uo跌落幅值為

ΔUTrise=ΔUCo+ΔUResr_Co+ΔULesl_Co（5）

由于減小Lesl_Co較為困難且其值較小，因此可忽略其影響。T1階段的Uo時(shí)序如圖3所示。其為圖2中A處的放大時(shí)序波形。

（2） T2～T4階段（動(dòng)態(tài)恢復(fù)階段），該階段由Co在環(huán)路帶寬處的容抗XCo_fc引起Uo跌落的幅值為

ΔUCo_fc=IoXCo_fc=Io2πfcCo（6）

式中： fc——脈沖頻率。

由式（6）可知，fc與Co容抗引起的Uo跌落成反比。因此，提高fc有利于減小負(fù)載加載過程中Uo的跌落幅值。同時(shí)Co也與ΔUCo_fc成反比，因此在一定程度上增大Co也可減小該階段Uo的跌落幅值。T2～T4階段的Uo時(shí)序如圖4所示。其為圖2中B處的放大時(shí)序波形，該階段Uo跌落的最大幅值在T3與T4階段的臨界處。

環(huán)路帶寬對(duì)Uo跌落幅值和動(dòng)態(tài)恢復(fù)時(shí)間的影響如圖5所示。fc對(duì)圖4中T4階段的影響最

大，隨著fc的提高，T4的持續(xù)時(shí)間會(huì)大幅縮短，而其他階段的持續(xù)時(shí)間變化較為微弱。

此外，T3階段的持續(xù)時(shí)間與電感電流變化率相關(guān)，Buck變換器電感電流上升斜率表達(dá)式為

diL1_rdt=Uin－UoL1（7）

式中： Uin——輸入電壓;

Uo——輸出電壓;

L1——變換器電感。

根據(jù)式（7）可知，diL1_r/dt與L1成反比，可適當(dāng)減小L1以縮短Uo的T3階段持續(xù)時(shí)間。綜上，在整個(gè)脈沖功率平衡階段Tpulse，通過減小Resr_Co、提高fc、適當(dāng)增大Co和適當(dāng)減小L1的方法，可降低Uo在負(fù)載加載過程中的跌落幅值并縮短其T2～T4階段的動(dòng)態(tài)恢復(fù)時(shí)間，以提升脈沖負(fù)載直流變換器在工作過程中的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能。

1.3 脈沖負(fù)載儲(chǔ)能電容優(yōu)化

儲(chǔ)能電容布置在輸出端的單級(jí)式變換器如圖6所示。

儲(chǔ)能電容Co放置于負(fù)載端，電容電壓低，所需電容容量較大。儲(chǔ)能電容布置在中間母線的兩級(jí)式直流變換器如圖7所示。儲(chǔ)能電容Cm放置于中間母線，電容電壓高，可以減小電容容量，從而凸顯高功率密度優(yōu)勢(shì)。

（1） 低壓側(cè)儲(chǔ)能電容計(jì)算：如圖6，輸出端儲(chǔ)能電容在一個(gè)完整脈沖負(fù)載周期內(nèi)所能提供全部能量Eco以及在脈沖負(fù)載動(dòng)作時(shí)能夠給其提供的最低動(dòng)態(tài)脈沖能量Eco_pulse_min分別為

ECo=12CoU2o

ECo_pulse_min=12CoΔu2o（8）

式中： Δuo——脈沖負(fù)載工況下輸出電壓的波動(dòng)幅值。

若負(fù)載在滿載和空載之間切換，則其所需脈沖功率對(duì)應(yīng)的最大電荷量為

QRo_pulse_max=∫DpulseTpulse0io（t）dt=

Dpulse（1－Dpulse）Io_peakfpulse（9）

式中： Dpulse——脈沖占空比;

Io_peak——脈沖峰值電流;

fpulse——脈沖重復(fù)頻率。

可得脈沖負(fù)載動(dòng)作時(shí)所需的最大脈沖能量為

ERo_pulse_max=12QRo_pulse_maxΔuo（10）

為確保輸出儲(chǔ)能電容的最低脈沖能量能完全提供脈沖負(fù)載動(dòng)作時(shí)所需的最大能量ERo_pulse_max，同時(shí)需滿足的關(guān)系為

ECo_pulse_min≥ERo_pulse_max（11）

將式（8）～（10）代入式（11），即可得脈沖負(fù)載單級(jí)式變換器輸出電容的特征表達(dá)式為

Co≥Io_peak（1－Dpulse）DpulseΔuofpulse（12）

（2） 高壓側(cè)儲(chǔ)能電容計(jì)算：如圖7，中間母線儲(chǔ)能電容在一個(gè)完整脈沖負(fù)載周期內(nèi)所能提供全部能量ECm以及在脈沖負(fù)載動(dòng)作時(shí)能夠給其提供的最低動(dòng)態(tài)脈沖能量ECm_pulse_min分別為

ECm=12CmU2m

ECm_pulse_min=12CmΔu2Cm（13）

式中： Cm——中間母線儲(chǔ)能電容;

Um——中間母線電壓;

ΔuCm——脈沖負(fù)載工況下中間母線電壓的波動(dòng)幅值。

若負(fù)載在滿載和空載之間切換，則脈沖負(fù)載動(dòng)作時(shí)所需的最大動(dòng)態(tài)脈沖能量與式（9）相同，同理可得關(guān)系式為

ECm_pulse_min≥ERo_pulse_max（14）

將式（9）、式（10）、式（13）代入式（14），即可得脈沖負(fù)載兩級(jí)式直流變換器中間母線電容的特征表達(dá)式

Cm≥UoUmIo_peak（1－Dpulse）DpulseΔuCmfpulse（15）

對(duì)比式（12）與式（15），可得：

Cm=UoUmΔuoΔuCmCo（16）

由式（16）可知，單級(jí)式變換器的輸出電壓相較于兩級(jí)式直流變換器的中間母線電壓越低，則兩級(jí)式直流變換器的中間母線電容容量相較于單級(jí)式變換器的輸出電容容量越小。由于高壓側(cè)電壓乘積一定大于低壓側(cè)電壓乘積，可設(shè)Uo=28 V，Um=140 V，Δuo=0.5 V，ΔuCm=2.5 V，則Cm=25Co。綜上，相較于單級(jí)式變換器，兩級(jí)式直流變換器在儲(chǔ)能電容上可以減小電容容量，從而實(shí)現(xiàn)高功率密度優(yōu)勢(shì)。

2 變換器暫態(tài)控制及軟起動(dòng)控制策略

脈沖負(fù)載兩級(jí)式直流變換器的總體控制框圖如圖8所示。其中包含基于占空比擴(kuò)展模態(tài)的暫態(tài)控制電路和基于JK觸發(fā)器的有源欠保護(hù)軟啟動(dòng)電路，該電路在圖8系統(tǒng)中的作用可概括如下：

（1） 變換器開始工作時(shí)，軟起動(dòng)電路通過數(shù)字信號(hào)處理（DSP）和驅(qū)動(dòng)給到主電路驅(qū)動(dòng)信號(hào)，使得輸入電容和飛跨電容電壓充電至指定值后，軟起動(dòng)階段結(jié)束，電路進(jìn)入正常工作狀態(tài);

（2） 當(dāng)負(fù)載由穩(wěn)態(tài)變?yōu)槊}沖暫態(tài)時(shí)，DSP控制器切換電路通過后級(jí)輸出電壓和前級(jí)電感電流

檢測(cè)，實(shí)時(shí)將閉環(huán)控制由穩(wěn)態(tài)切換為暫態(tài)，在暫態(tài)控制下前級(jí)電路的主功率MOS管根據(jù)負(fù)載狀態(tài)全部導(dǎo)通或全部關(guān)斷。

2.1 變換器暫態(tài)控制策略

2.1.1 Dlt;0.5且負(fù)載加載時(shí)的暫態(tài)控制

若占空比Dlt;0.5，在暫態(tài)過程的負(fù)載加載情況（Q7閉合）下，有Q1、Q2同時(shí)導(dǎo)通及Q3、Q4同時(shí)關(guān)斷的模態(tài)。負(fù)載加載時(shí)各模式電感電流變化率對(duì)比如表1所示。

由表1可知，在Dlt;0.5的前提下，加載過程中，暫態(tài)控制比穩(wěn)態(tài)控制的電感電流變化率更高，可有效提升TL-Buck動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。負(fù)載加載過程的開始和結(jié)束條件為

Uo_LLC≤Uo_LLC_under，加載開始條件IL1≥IL1_over，加載結(jié)束條件（17）

式中： Uo_LLC——輸出電壓;

Uo_LLC_under——輸出電壓的加載切換臨界值;

IL1——電感電流;

IL1_over——電感電流IL1的加載切換臨界值。

由于電感電流變化率在一定程度上決定了變換器動(dòng)態(tài)響應(yīng)，因此使用TL-Buck電感電流作為一種切換臨界值。在脈沖負(fù)載開始動(dòng)作的一段時(shí)間內(nèi)電感電流不會(huì)發(fā)生變化，如果以其為開始條件，反而降低了變換器動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度，就使用輸出電壓作為開始條件。

2.1.2 Dgt;0.5且負(fù)載卸載時(shí)的暫態(tài)控制

若占空比Dgt;0.5，在暫態(tài)過程的負(fù)載卸載情況（Q7關(guān)斷）下，有Q3、Q4同時(shí)導(dǎo)通及Q1、Q2同時(shí)關(guān)斷的模態(tài)。負(fù)載卸載時(shí)各模式電感電流變化率對(duì)比如表2所示。

由表2可知，在Dgt;0.5的前提下，卸載過程中，暫態(tài)控制比穩(wěn)態(tài)控制的電感電流變化率更高。負(fù)載卸載過程的開始和結(jié)束條件為

Uo_LLC≥Uo_LLC_over，卸載開始條件

IL1≤IL1_under，卸載結(jié)束條件（18）

式中： Uo_LLC_over——輸出電壓的卸載切換臨界值;

IL1_over——電感電流IL1的卸載切換臨界值。

2.2 變換器軟起動(dòng)控制策略

同步整流TL-Buck軟起動(dòng)電路結(jié)構(gòu)如圖9所示。

圖9中S1為繼電器，Rin為水泥電阻，C1為輸入電容，Q8為軟起動(dòng)主開關(guān)管。S1在軟起動(dòng)過程中處于關(guān)斷狀態(tài)，輸入電流通過Rin流入功率級(jí)，以降低輸入功率對(duì)Q1產(chǎn)生的沖擊，電流持續(xù)為C1充電，并通過Q1為C2充電，當(dāng)uC2達(dá)到Uin/2時(shí)關(guān)斷Q1。Q8在軟起動(dòng)過程中持續(xù)導(dǎo)通，當(dāng)電路進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后關(guān)斷Q8。軟起動(dòng)過程完成的標(biāo)志是uC1達(dá)到0.95Uin，而后閉合S1，使Rin短路，至此完成整個(gè)軟起動(dòng)過程。

uC2在軟起動(dòng)階段充電至Uin/2后會(huì)保持不變，但在實(shí)際中會(huì)產(chǎn)生漏電流，使C2在后續(xù)軟起動(dòng)過程中產(chǎn)生電壓跌落，若uC2低于Uin/2，則Q1會(huì)再次導(dǎo)通，輸入電流再次為C2充電，直到uC2 =Uin/2再次成立，而后Q1關(guān)斷。在后續(xù)軟起動(dòng)過程中，隨著uC2的變化，Q1要多次開關(guān)，這會(huì)導(dǎo)致Q1產(chǎn)生額外的開關(guān)損耗，降低了效率，因此需對(duì)該方法進(jìn)行改進(jìn)。

針對(duì)上述問題，本文提出了一種基于JK觸發(fā)器的TL-Buck有源欠壓保護(hù)軟起動(dòng)控制策略?；贘K觸發(fā)器的有源欠壓保護(hù)軟起動(dòng)控制邏輯如圖10所示。其分為2個(gè)階段，第一階段將uC2與0.5Uin進(jìn)行比較，進(jìn)入JK觸發(fā)器，由觸發(fā)器的Q端輸出。第二階段，uC2先與0.9×0.5Uin進(jìn)行比較，再與Q端輸出進(jìn)行比較，最后將邏輯值通過驅(qū)動(dòng)電路送到Q1。該軟起動(dòng)控制邏輯中的第二階段主要實(shí)現(xiàn)uC2的欠壓保護(hù)功能，避免在主電路穩(wěn)態(tài)工作之前，uC2下降到非常低的值，使得Q1管在起動(dòng)過程中依然存在較大的起動(dòng)尖峰電壓。該控制邏輯不包含過壓保護(hù)判斷，因?yàn)閡C2一旦達(dá)到0.5Uin，Q1就會(huì)關(guān)斷，此時(shí)C2無能量源，則uC2不再上升。

根據(jù)變換器軟起動(dòng)階段uC2與0.9×0.5Uin、0.5Uin的關(guān)系，可將圖10中的組合電路分為5個(gè)過程，每個(gè)過程都對(duì)應(yīng)著圖10中的1組X、Y、Z數(shù)據(jù)。

（1） 上電后，第一次滿足uC2lt;0.9×0.5Uin。此時(shí)X=0，Y=0，Z=1，則Drive輸出高電平，Q1導(dǎo)通，輸入端為C2充電。

（2） 上電后，第一次滿足0.9×0.5Uinlt;uC2lt;0.5Uin。此時(shí)X=0，Y=1，Z=1，則Drive輸出高電平，Q1導(dǎo)通，輸入端繼續(xù)為C2充電。

（3） uC2≥0.5Uin。此時(shí)X=1，Y=1，Z=0，則Drive輸出低電平，Q1截止，輸入端不再為C2充電。

（4） 后續(xù)階段滿足0.9×0.5Uinlt;uC2lt;0.5Uin。此時(shí)X=0，Y=1，Z=0，該階段由電路漏電流導(dǎo)致uC2下降所產(chǎn)生，Drive輸出低電平，Q1截止以避免額外的開關(guān)損耗，輸入端不為C2充電。

（5） 后續(xù)階段滿足uC2lt;0.9×0.5Uin。此時(shí)X=0，Y=0，Z=1，該階段由uC2因漏電流影響而過低所產(chǎn)生，Drive輸出高電平，Q1導(dǎo)通，輸入端再次為C2充電，繼續(xù)回到階段3，直到軟起動(dòng)階段結(jié)束。其中，軟起動(dòng)階段向電路穩(wěn)態(tài)工作轉(zhuǎn)換的判斷條件為uC1≥0.95Uin。

3 仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證本文理論分析的正確性與可行性，搭建同步整流TL-Buck+DCX-LLC仿真及實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。變換器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)電氣參數(shù)如表3所示。

3.1 仿真驗(yàn)證

本文基于MATLAB/Simulink對(duì)變換器進(jìn)行完整功能仿真。其中主電路部分包括軟起動(dòng)/預(yù)充電、前級(jí)同步整流TL-Buck、后級(jí)DCX-LLC以及脈沖負(fù)載電路。電路的控制部分按其功能分為4項(xiàng)，分別是軟起動(dòng)控制電路、同步整流TL-Buck穩(wěn)態(tài)閉環(huán)控制電路、DCX-LLC定頻控制電路、TL-Buck占空比擴(kuò)展模態(tài)暫態(tài)控制及兩態(tài)切換電路。

（1） 脈沖負(fù)載工況下，占空比擴(kuò)展模態(tài)控制與穩(wěn)態(tài)控制時(shí)中間母線高壓側(cè)儲(chǔ)能電容電壓和TL-Buck電感電流在暫態(tài)過程仿真波形對(duì)比，對(duì)半載到滿載的暫態(tài)過程進(jìn)行分析。1 kHz脈沖頻率時(shí)未使用和使用暫態(tài)控制方式關(guān)鍵波形分別如圖11、圖12所示。由圖11可見，在1 kHz脈沖頻率下，未使用基于占空比擴(kuò)展模態(tài)的暫態(tài)控制時(shí)，TL-Buck的輸出電壓產(chǎn)生的電壓過沖和欠沖幅值，比圖12使用暫態(tài)控制的幅值要高，且輸出電壓的動(dòng)態(tài)恢復(fù)時(shí)間也遠(yuǎn)長(zhǎng)于后者;電感電流在一個(gè)脈沖負(fù)載動(dòng)作的0.15 ms過程中都沒有按后級(jí)變壓比例跟隨負(fù)載電流。由圖12可見，在占空比Dlt;0.5且負(fù)載加載過程中，暫態(tài)控制的電感電流變化率更大，其在20 μs內(nèi)即可實(shí)現(xiàn)按后級(jí)變壓比例跟隨負(fù)載電流。

500 Hz脈沖頻率時(shí)未使用和使用暫態(tài)控制方式關(guān)鍵波形分別如圖13、圖14所示。由圖13可見，在500 Hz脈沖頻率下，電感電流在一個(gè)脈沖負(fù)載動(dòng)作的0.15 ms過程的1/2時(shí)間處達(dá)到了穩(wěn)態(tài)，實(shí)現(xiàn)了按后級(jí)變壓比例跟隨負(fù)載電流。由圖14可見，采用暫態(tài)控制器時(shí)，在較短時(shí)間內(nèi)完成了按比例跟蹤負(fù)載電流，因此在暫態(tài)控制策略下輸出電壓的過沖、欠沖幅值和動(dòng)態(tài)恢復(fù)時(shí)間都會(huì)優(yōu)于穩(wěn)態(tài)控制。

綜上，分別在1 kHz和500 Hz脈沖頻率下，測(cè)試暫態(tài)控制相對(duì)穩(wěn)態(tài)控制在脈沖負(fù)載工況下的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能優(yōu)化效果。仿真結(jié)果證明暫態(tài)控制策略通過提高電感電流變化率來減小脈沖功率暫態(tài)過程中對(duì)輸出電壓的影響。

（2） 軟起動(dòng)階段各特征量仿真波形如圖15所示。本文所設(shè)計(jì)的軟起動(dòng)電路，飛跨電容電壓第一次達(dá)到0.5Uin（150 V）的時(shí)間約為22 ms。輸入電容電壓達(dá)到0.9Uin （270 V）的時(shí)間約為188 ms，此時(shí)為電路軟起動(dòng)階段結(jié)束時(shí)間。由于輸入電容與飛跨電容充電過程中兩端均為Uin，因此在2個(gè)電容同時(shí)充電的階段，其電壓上升斜率一致，保持動(dòng)態(tài)平衡。圖15中，uCfly第一次達(dá)到指標(biāo)后，Q1驅(qū)動(dòng)始終為低電平，直到軟起動(dòng)階段結(jié)束，若這一階段中uCfly會(huì)下降到135 V（0.9×0.5Uin），則Q1會(huì)再次導(dǎo)通，直到uCfly再次達(dá)到150 V后關(guān)斷，整個(gè)過程中Q1不會(huì)頻繁開關(guān)，實(shí)現(xiàn)了降低軟起動(dòng)階段Q1產(chǎn)生額外開關(guān)損耗的效果。

（3） 利用軟起動(dòng)控制策略對(duì)Q1管啟動(dòng)階段電壓應(yīng)力進(jìn)行優(yōu)化。飛跨電容電壓不同控制方式的電壓應(yīng)力對(duì)比如圖16所示。采用軟起動(dòng)策略后飛跨電容電壓在整個(gè)開起過程中最高為158 V，處于Uin/2附近。未使用軟起動(dòng)策略的起動(dòng)過程會(huì)高達(dá)Uin（300 V），不利于器件選型和在高輸入電源場(chǎng)合的應(yīng)用。

3.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了進(jìn)一步驗(yàn)證應(yīng)用于脈沖負(fù)載的同步整流TL-Buck+DCX-LLC兩級(jí)式直流變換器的正確性及可行性，搭建了1臺(tái)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。硬件實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖17所示。

3.2.1 輸出電壓動(dòng)態(tài)特性

不同負(fù)載變化對(duì)輸出電壓的影響如圖18所示。負(fù)載在半載和滿載之間進(jìn)行切換，負(fù)載加載時(shí)引起的輸出電壓脈沖為1.8 V，僅為輸出電壓的3.75%。負(fù)載卸載時(shí)引起的輸出電壓過沖為2.5 V，僅為輸出電壓的5.2%，且電壓的動(dòng)態(tài)恢復(fù)時(shí)間可觀。綜上可知，本文所設(shè)計(jì)的硬件平臺(tái)具有較好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能。

3.2.2 軟起動(dòng)控制實(shí)驗(yàn)結(jié)果

軟起動(dòng)階段關(guān)鍵波形如圖19所示。軟起動(dòng)實(shí)驗(yàn)重要波形與圖14的仿真波形基本一致，說明了實(shí)驗(yàn)的正確性。

3.2.3 兩級(jí)式架構(gòu)效率特性

兩級(jí)式與單級(jí)式架構(gòu)在不同輸入電壓時(shí)效率對(duì)比如圖20所示。當(dāng)Uinlt;175 V時(shí)，單級(jí)式架構(gòu)效率高于兩級(jí)式的;當(dāng)Uin≥175 V時(shí)，兩級(jí)式架構(gòu)效率逐漸高于單級(jí)式的。

由于DCX-LLC等效為直流變壓器，因此其輸入與輸出間電壓增益保持不變，即Um= KUo，已知K=2.5，Uo=48 V，即有Um=120 V，則

由于d1≤1，則有uin≥120 V。由圖20可見，當(dāng)Uinlt;175 V時(shí)，后級(jí)DCX-LLC的損耗對(duì)整體效率的影響比占空比的影響更大;當(dāng)Uin≥175 V時(shí)，占空比對(duì)效率的影響逐漸大于DCX-LLC損耗的。綜上，輸入電壓越高的應(yīng)用場(chǎng)合，兩級(jí)式架構(gòu)的效率優(yōu)勢(shì)越大。

4 結(jié) 語

本文分別從以下3個(gè)方面說明論文研究結(jié)果：

（1） 根據(jù)脈沖負(fù)載平衡機(jī)理，分析了脈沖負(fù)載動(dòng)作時(shí)，引起輸出電壓波動(dòng)的儲(chǔ)能電容及其寄生參數(shù)、系統(tǒng)環(huán)路帶寬、濾波電感這4種因素。分別對(duì)儲(chǔ)能電容放置于高壓側(cè)及低壓側(cè)的容量進(jìn)行推導(dǎo)，說明兩級(jí)式架構(gòu)比單級(jí)式架構(gòu)更具功率密度優(yōu)勢(shì)。

（2） 針對(duì)濾波電感電流變化率對(duì)變換器動(dòng)態(tài)響應(yīng)的影響特性，本文在穩(wěn)態(tài)控制基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)了一款暫態(tài)控制器，可在脈沖負(fù)載動(dòng)作時(shí)優(yōu)化變換器動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能;提出一種改進(jìn)的軟起動(dòng)策略，優(yōu)化前級(jí)TL-Buck起動(dòng)時(shí)開關(guān)管電壓應(yīng)力。

（3） 搭建基于Simulink的仿真平臺(tái)，以及平均功率為600 W，瞬時(shí)脈沖功率為1.2 kW的硬件實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，通過仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提暫態(tài)控制策略和軟起動(dòng)策略的正確性。

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收稿日期： 20231225