潘晨聰　劉倩如　韓　耕

核心模塊的方案論證

1.正弦壓控振蕩電路（VCO）的論證

本設(shè)計(jì)選用西勒振蕩電路作為VCO。這種電路的特點(diǎn)是：振蕩頻率由C3、C4決定，但反饋系數(shù)由C1、C2決定，解決了基本三點(diǎn)式振蕩設(shè)計(jì)中存在的改變振蕩頻率必改變反饋系數(shù)的矛盾。綜合考慮穩(wěn)幅輸出和調(diào)諧方便，本設(shè)計(jì)選用變?nèi)荻O管取代C4實(shí)現(xiàn)本系統(tǒng)的核心模塊VCO（圖1）。

2.穩(wěn)幅控制的選擇與論證

方案一采用帶有自動(dòng)增益控制的運(yùn)放，對(duì)VCO輸出信號(hào)進(jìn)行放大的同時(shí)又穩(wěn)定輸出幅度。這種設(shè)計(jì)方案要求運(yùn)放有較高的帶寬增益積，價(jià)格比較貴，性價(jià)比不高，故不采用。

方案二采用自動(dòng)增益控制的辦法，對(duì)VCO的輸出進(jìn)行檢波，檢波輸出信號(hào)經(jīng)濾波后反饋回振蕩器，控制振蕩器的靜態(tài)工作點(diǎn)，使VCO輸出幅度基本保持不變。這種閉環(huán)控制的方法理論上會(huì)有很好的效果。但具體實(shí)現(xiàn)電路復(fù)雜。重要的是這種方案在振蕩器起振前，無法給出正確的靜態(tài)工作點(diǎn)，故不采用此方案。

方案三 對(duì)方案二進(jìn)行改進(jìn)，用軟硬件結(jié)合的辦法，通過幅度測(cè)定反饋，實(shí)時(shí)動(dòng)態(tài)調(diào)整靜態(tài)工作點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)幅輸出。具體實(shí)現(xiàn)辦法為：利用數(shù)控電位計(jì)控制基極的電壓。為使VCO順利起振，預(yù)先測(cè)試好每個(gè)頻率基本穩(wěn)幅輸出所需的基極電壓，量化做表，存ROM中，在控制鎖相環(huán)設(shè)定頻率的同時(shí)給出該頻率起振所需的基極電壓。在振蕩器起振后，通過檢波和A/D采樣，實(shí)時(shí)檢測(cè)輸出電壓，根據(jù)檢測(cè)結(jié)果由單片機(jī)隨時(shí)調(diào)整數(shù)控電位計(jì)的工作狀態(tài)，構(gòu)成穩(wěn)定的反饋回路。

3.VCO控制電壓產(chǎn)生模塊方案

方案一D/A控制 此方案需預(yù)先測(cè)試和計(jì)算好產(chǎn)生固定頻率所需的控制電壓。為方便控制將它量化存于ROM之中，在需要時(shí)利用單片機(jī)控制D/A轉(zhuǎn)換即可完成。此方案設(shè)計(jì)的是一個(gè)開環(huán)的系統(tǒng)，致使它的穩(wěn)定性不好，且頻率步進(jìn)無法做得很小，不符合設(shè)計(jì)中發(fā)揮部分的要求，故不為本系統(tǒng)采用。

方案二鎖相環(huán)（PLL）技術(shù) 從圖2中既可看出這是一個(gè)閉環(huán)控制的系統(tǒng)。它能夠根據(jù)鑒相器的輸出自動(dòng)調(diào)整VCO的控制電壓，產(chǎn)生振蕩頻率的穩(wěn)定度與晶振相同。VCO的輸出頻率由以下公式得出：f=(M/N)fr

由公式可知：只需改變M、N的值，即可對(duì)VCO實(shí)現(xiàn)有效壓控，產(chǎn)生所需要的頻率?？紤]到市面上有大量集成度高、工作性能穩(wěn)定的PLL器件，本設(shè)計(jì)采用這種方案實(shí)現(xiàn)。具體采用電路，見系統(tǒng)設(shè)計(jì)與計(jì)算。

4.功率放大電路的選擇與論證

功率放大電路按晶體管的導(dǎo)通時(shí)間逐次遞減分為甲（＝180。）、乙（＝90。）、丙（≤90。）幾種。理論上說：導(dǎo)通角越小即導(dǎo)通時(shí)間越短，電路工作的效率越高，但為還原初始信號(hào)所需的后級(jí)電路也越復(fù)雜。

分析系統(tǒng)的任務(wù)是要完成在30MHz點(diǎn)頻的高效率功率放大，故設(shè)計(jì)采用導(dǎo)通角小于90。丙類放大，這就需要有較大的功率激勵(lì)才能驅(qū)動(dòng)，所以在設(shè)計(jì)時(shí)，在丙類放大前加一個(gè)甲類放大以產(chǎn)生足夠的驅(qū)動(dòng)電壓。

主要單元電路分析

1.系統(tǒng)簡(jiǎn)介

圖3為系統(tǒng)框圖。其中A為系統(tǒng)控制模塊；H為PLL環(huán)路低通濾波模塊；F為靜態(tài)工作點(diǎn)控制模塊；B為測(cè)頻模塊；D為功率放大模塊；C為峰峰值測(cè)量模塊。PIC單片機(jī)承擔(dān)本系統(tǒng)的流程控制模塊。PLL集成芯片、D/A芯片需要單片機(jī)參與工作。系統(tǒng)的人機(jī)交換接口鍵盤和LCD顯示也由PIC單片機(jī)控制。

2.系統(tǒng)各模塊理論分析和實(shí)際設(shè)計(jì)

（1）VCO模塊

本設(shè)計(jì)的VCO模塊選用的是西勒振蕩電路，具體實(shí)現(xiàn)電路圖如圖1。本設(shè)計(jì)電路簡(jiǎn)單且均由分離器件組成，每個(gè)元件的選取都會(huì)影響整個(gè)系統(tǒng)的工作情況。下面對(duì)具體元件的選取作簡(jiǎn)要的分析。

選頻網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì) 分析西勒振蕩電路的振蕩原理，高Q值的諧振回路是電路起振的關(guān)鍵。Q值不高就無法從豐富的頻率分量中選出可以構(gòu)成自激振蕩的頻率分量構(gòu)成正反饋，振蕩電路就無法正常起振。諧振回路的Q值反應(yīng)的是回路在諧振時(shí)的能量損耗。損耗越小，Q值越高。解決這一問題的方法是盡可能選擇高Q值的L和C。一般情況下，電容的Q值較高，不會(huì)對(duì)回路的Q 值構(gòu)成主要影響。電感成為影響諧振回路的主要因素。理論上講空心的電感線圈損耗較小，Q值較高，但電感值較小無法滿足回路的需要。經(jīng)過反復(fù)實(shí)踐，選頻網(wǎng)絡(luò)選用高頻材料鎳芯作為繞制電感的材料，在繞制時(shí)，需要利用Q表反復(fù)測(cè)定電感量和對(duì)應(yīng)的Q值。

變?nèi)荻O管是整個(gè)選頻網(wǎng)絡(luò)的關(guān)鍵元件，也是決定整個(gè)VCO工作性能的關(guān)鍵元件。由頻率的計(jì)算公式很容易看出，C4變化范圍的大小決定了VCO的覆蓋系數(shù)（覆蓋系數(shù)的定義為：VCO輸出的最高頻率/VCO輸出的最低頻率）。在參考了大量變?nèi)荻O管參數(shù)后，本系統(tǒng)選用MMBV109作為C4。它的變化范圍是6～40pF：適合的工作頻率在幾十MHz，完全可滿足本系統(tǒng)的需要。

設(shè)計(jì)時(shí)考察了變?nèi)荻O管的Cj-Vc控制特性曲線如圖4。

在圖中可發(fā)現(xiàn)反偏電壓較小的一段是電容量變化較大的一段。但是當(dāng)反相控制電壓值較小時(shí)，疊加上高頻的振蕩電壓，有可能使單個(gè)二極管工作在正向?qū)顟B(tài)，而使VCO無法正常工作。為了能夠利用曲線中電容量變化較大的一段，本設(shè)計(jì)的變?nèi)莨懿捎妹鎸?duì)面連接方式。見圖5。采用這種連接方式，使得每只變?nèi)荻O管承受的高頻電壓減小一半，在改善VCO線性度的同時(shí)延展了變?nèi)莨艿挠行Чぷ鞣秶?/p>

在實(shí)踐中，為選用合適的電容變化量，設(shè)計(jì)采用四只變?nèi)荻O管先并聯(lián)再對(duì)聯(lián)的方式，連接方式見圖6。分析這種設(shè)計(jì)帶來的好處（圖7）是：變?nèi)荻O管動(dòng)態(tài)內(nèi)阻rds因并聯(lián)減小，進(jìn)一步提高了諧振回路的Q值。

選頻網(wǎng)絡(luò)的另一個(gè)重要元件是C3。它與C4一起決定了回路的諧振頻率。這使得C3的值不宜過大，否則影響整個(gè)VCO的覆蓋系數(shù)；但其值也不宜過小，否則電路無法起振。經(jīng)過反復(fù)實(shí)踐，最后選定的C3的值為5pF。

轉(zhuǎn)換波段的設(shè)計(jì)本系統(tǒng)VCO要實(shí)現(xiàn)的波段覆蓋范圍為15～35MHz。理論上講改變變?nèi)荻O管Cj的值，即可實(shí)現(xiàn)振蕩頻率從15～35MHz的改變，但在實(shí)踐中并非如此。首先是很難找到變?nèi)荼饶軌虼蟮?.4的可變電容。其次由圖可見，電容量變化較大的一段由于反偏控制電壓過小無法使用。本設(shè)計(jì)采用的解決方案是：在不改變振蕩主回路的情況下，采用切換電感的方法實(shí)現(xiàn)設(shè)計(jì)任務(wù)中對(duì)VCO輸出頻率覆蓋的要求。具體實(shí)現(xiàn)電路見圖8。

為實(shí)現(xiàn)波段的快速自動(dòng)轉(zhuǎn)換，電路采用電壓控制開關(guān)二極管的導(dǎo)通實(shí)現(xiàn)。開關(guān)二極管導(dǎo)通的等效電路圖見圖9。其中rds為開關(guān)二極管的導(dǎo)通電阻。這個(gè)電阻值一般為十幾歐姆，它會(huì)對(duì)回路的Q值產(chǎn)生影響，嚴(yán)重時(shí)振蕩器將無法起振。在實(shí)踐中發(fā)現(xiàn)二極管的導(dǎo)通電流越大，rds越小。故設(shè)計(jì)采用圖8中所示的三極管推動(dòng)作用。當(dāng)三極管處在導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)，可為二極管提100mA的靜態(tài)電流。

反饋系數(shù)的計(jì)算和選取 在西勒振蕩電路中的反饋系數(shù)B=C1/(C1+C2)，在實(shí)際選取C1、C2的值時(shí)，除了要使電容比值滿足由公式?jīng)Q定的B值，還應(yīng)考慮到C1、C2實(shí)際值的大小。電容值選取過大，對(duì)于高頻電壓相當(dāng)于對(duì)地短路，無法實(shí)現(xiàn)有效的反饋；電容值過小，不滿足西勒振蕩電路C1≥C3，C2≥C3的條件。在參考了經(jīng)驗(yàn)設(shè)計(jì)電路后，本設(shè)計(jì)選用的C1＝47pF，C2＝94pF。實(shí)踐檢驗(yàn)可滿足全波段起振所需的反饋系數(shù)。

設(shè)置靜態(tài)工作點(diǎn) 合理的靜態(tài)工作點(diǎn)設(shè)置極為重要，它決定了振蕩器是否能起振和輸出幅度的大小。振蕩器的輸出能量是由晶體管提供的。三極管的靜態(tài)工作電流Ie高，可為回路提供能量，振蕩器的輸出幅度也由它決定。一般來講，回路所選的L、C元件參數(shù)定了，能量的損耗就定了。但考慮到VCO的諧振回路的元件參數(shù)始終處于動(dòng)態(tài)變化之中。根據(jù)回路Q值的計(jì)算公式：Q0=R0√C/L， 諧振頻率越高，變?nèi)荻O管的C4值越小，Q值越低，振蕩器的輸出幅值也越小。但在實(shí)際測(cè)試時(shí)振蕩器的輸出并非按此變化。分析產(chǎn)生這種情況的主要原因是：所選用的L、C器件的最佳工作頻率為50MHz，在遠(yuǎn)低于此頻率時(shí)元件的性能將會(huì)發(fā)生較大變化，等效結(jié)果是回路的諧振等效并聯(lián)電阻R0下降，導(dǎo)致Q值嚴(yán)重下降，成為影響幅度輸出的重要因素。這種情況在切換電感時(shí)的表現(xiàn)更加明顯。因?yàn)榇氲亩O管內(nèi)阻rds極大地影響了回路的Q值。

為了在大的波段覆蓋范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)穩(wěn)幅輸出，根據(jù)方案論證中的設(shè)計(jì)，本系統(tǒng)采用軟件結(jié)合硬件的辦法實(shí)現(xiàn)穩(wěn)幅輸出。

軟件模塊的具體實(shí)現(xiàn)辦法：利用數(shù)控電位計(jì)控制基極的電壓。數(shù)控電位器根據(jù)輸出頻率的不同，提供不同的靜態(tài)工作電流。本設(shè)計(jì)采用的數(shù)控電位計(jì)——DS1267－100的控制位數(shù)為8位，這就決定了對(duì)控制電壓的量化共有256個(gè)區(qū)分度。綜合考慮設(shè)計(jì)需要，將控制電壓設(shè)定在0～5V，最小變化量為0.02V，完全可以滿足設(shè)計(jì)中輸出峰峰值變化不大于10％的要求。這就需要預(yù)先測(cè)好對(duì)應(yīng)頻率穩(wěn)幅輸出所需的直流電壓，將它做表存在ROM之中。當(dāng)PIC單片機(jī)在控制PLL產(chǎn)生設(shè)定頻率時(shí)，只需查表即可給出相應(yīng)的靜態(tài)工作電流Ie。

本設(shè)計(jì)提供13～36MHz，步進(jìn)為2kHz，共有11500個(gè)有效頻點(diǎn)。設(shè)定所有的靜態(tài)工作點(diǎn)，要在示波器的測(cè)試下，反復(fù)設(shè)定。為縮減測(cè)量時(shí)間，系統(tǒng)設(shè)計(jì)了一個(gè)通用的測(cè)量方法。在起振開始給出一個(gè)大多數(shù)頻點(diǎn)都能起振的靜態(tài)工作點(diǎn)，這時(shí)的振蕩幅值通常較大，而后由單片機(jī)執(zhí)行一個(gè)自動(dòng)降低靜態(tài)工作點(diǎn)的程序，如果在示波器上看到幅值降到要求的大小，就暫停，記下此靜態(tài)工作點(diǎn)的值。對(duì)于起振靜態(tài)工作點(diǎn)要求特殊的頻點(diǎn)，留在最后測(cè)試。此方法大大提高了系統(tǒng)測(cè)試速度。

硬件模塊的具體設(shè)計(jì)：在振蕩器的輸出回路采用峰值檢波和A/D采樣的辦法，使得PIC單片機(jī)實(shí)時(shí)檢測(cè)到輸出電壓，再由PIC單片機(jī)控制數(shù)控電位計(jì)對(duì)振蕩器的靜態(tài)工作電流實(shí)現(xiàn)進(jìn)一步動(dòng)態(tài)微調(diào)控制。

這兩種設(shè)計(jì)方案的結(jié)合保證了振蕩器在順利起振的前提下，全工作時(shí)間段實(shí)現(xiàn)穩(wěn)幅輸出。

晶體管有源器件的選取 晶體管作為整個(gè)VCO的有源器件，在選定時(shí)有特殊的參數(shù)要求。本設(shè)計(jì)中，晶體管需要有較高的特征頻率fT，較大的靜態(tài)工作電流Icm和較小的極間電容。在查閱了國(guó)產(chǎn)晶體管手冊(cè)后發(fā)現(xiàn)，晶體管2G711A的fT＝500MHz，Icm＝150mA，Cob＝10pF，在同類常用三極管中的高頻性能較好，為本設(shè)計(jì)采用。

隔離級(jí)模塊為保證VCO的正常工作，一定要在VCO的輸出和后級(jí)模塊之間加入隔離級(jí)。原因是：VCO實(shí)際工作中的振蕩回路的Q值應(yīng)為空載Q值Q0。Q0表示的是諧振回路沒有任何后繼電路時(shí)的能量損耗情況，在加入后級(jí)電路后，后級(jí)電路的輸入電阻成為VCO的負(fù)載。

本設(shè)計(jì)中的后級(jí)電路的輸入阻抗較小，會(huì)嚴(yán)重影響回路的Q值。為降低這種影響，須在VCO輸出和后級(jí)電路中加入隔離級(jí)，以保證VCO的正常工作和輸出信號(hào)有效傳輸?shù)较乱患?jí)。

本設(shè)計(jì)選用的隔離級(jí)為共集組態(tài)的放大電路（圖10）。共集組態(tài)的放大電路的特點(diǎn)是：輸入阻抗高，輸出阻抗低，工作頻帶寬，輸出電壓增益幾乎為一，且設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，有大量的可參考電路。

在各個(gè)模塊級(jí)聯(lián)調(diào)試時(shí)，設(shè)計(jì)將共集組態(tài)的隔離級(jí)深度加為兩級(jí)。主級(jí)隔離開所有后級(jí)電路與VCO回路，次級(jí)分為兩個(gè)并行的隔離級(jí)。一級(jí)的輸出作為PLL和比較器的輸入（屬于頻率測(cè)量模塊），因?yàn)檫@兩個(gè)模塊協(xié)同VCO一起工作。一級(jí)輸出作為整個(gè)VCO系統(tǒng)般的測(cè)試和輸出接口，后級(jí)的功率放大模塊在此接口與VCO相連。具體關(guān)系見圖11。

甲類放大模塊 甲類放大的設(shè)計(jì)電路為常用的共基組態(tài)。設(shè)計(jì)中主要解決的問題有兩個(gè)。共基組態(tài)放大電路的特點(diǎn)是：電壓放大倍數(shù)高，但通頻帶相對(duì)較窄。根據(jù)頻帶和增益之間的反比關(guān)系，需要在電路中引入交流負(fù)反饋降低增益以增大帶寬。另一個(gè)是級(jí)間耦合問題：為使甲類放大電路的輸出功率有效地傳輸?shù)较乱患?jí)，以驅(qū)動(dòng)丙類放大。

在設(shè)計(jì)高頻功放時(shí)，級(jí)間耦合的作用有兩個(gè)：一是在所要求的信號(hào)頻帶內(nèi)進(jìn)行有效的阻抗變換，使前級(jí)的功率有效傳輸?shù)较乱患?jí)。變換的理想結(jié)果是使得后級(jí)的輸入電阻等于前級(jí)的輸出電阻。這時(shí)為理論上的最佳阻抗匹配。二是無損地通過所需頻率的信號(hào)，并充分地抑制無用的雜散信號(hào)。這一設(shè)計(jì)問題是在諧振放大時(shí)特有的，在丙類設(shè)計(jì)中有理論解釋和相應(yīng)計(jì)算。

甲類放大電路工作在晶體管的線性區(qū)，是無失真的放大，只要進(jìn)入放大級(jí)的信號(hào)中沒有無用的頻率分量，在輸出級(jí)也不會(huì)有，所以本級(jí)耦合電路要解決的問題是阻抗變換問題 ?？紤]設(shè)計(jì)電路盡可能簡(jiǎn)單，本設(shè)計(jì)選用變壓器耦合方式。

丙類放大模塊 丙類放大是本系統(tǒng)功率放大模塊的核心部分。丙類放大采用的也是共基組態(tài)的放大電路。它與甲類放大的區(qū)別是：丙類放大的晶體管在有效信號(hào)的整個(gè)周期只有部分時(shí)間處于導(dǎo)通狀態(tài)。管子工作在非線性狀態(tài)。在集電極的輸出中，有所需信號(hào)的各次諧波份量。這是就需要前面提到的諧振耦合形式的輸出。參考書目中提供了很多類型的匹配網(wǎng)絡(luò)，經(jīng)過實(shí)際計(jì)算，本設(shè)計(jì)采用圖12所示的T型網(wǎng)絡(luò)。

（2）PLL頻率合成器

方案一 采用中規(guī)模通用集成芯片實(shí)現(xiàn)。實(shí)現(xiàn)框圖見圖13。此種方案的工作頻率被高速比較器的工作速度限定。因?yàn)椴捎昧斯潭ǚ诸l，頻率的步進(jìn)間隔較大，而且元件分散，整個(gè)系統(tǒng)的性價(jià)不高，故不采用。

方案二 采用中規(guī)模專用頻率合成芯片實(shí)現(xiàn)。采用內(nèi)部集成了可編程分頻與鑒相器的單片鎖相集成芯片MC145146，再與雙模前置分頻器MC12011級(jí)聯(lián)使用。由于采用了吞脈沖技術(shù)，工作頻率可達(dá)百兆，頻率的步間隔也可很小。此方案也是很好的選擇。

方案三 采用集成度更高的專用鎖相集成芯片——BU2614。BU2614是用在數(shù)字調(diào)諧收音機(jī)中的鎖相集成芯片。其內(nèi)部集成了前置分頻、可變程序分頻器、參考分頻器和鑒相器。工作頻率范圍10～130MHz，頻率步進(jìn)為1kHz，完全滿足本系統(tǒng)的需求，而且電路簡(jiǎn)單，控制靈活方便，故為本設(shè)計(jì)采用。

以BU2614為核心構(gòu)成的鎖相頻率合成器和環(huán)路濾波電路，BU2614的最高工作頻率達(dá)130MHz，采用串行置數(shù)方式。該電路中參考頻率取1kHz，主要是為了減小步進(jìn)間隔。1kHz信號(hào)由晶振分頻得到，所以VCO的頻率穩(wěn)定度幾乎和晶振的穩(wěn)定度一樣高。

因?yàn)閂CO的控制電壓范圍為0～12V，如果僅僅對(duì)BU2614的鑒相輸出進(jìn)行簡(jiǎn)單的低通濾波，勢(shì)必達(dá)不到所需的電壓幅度范圍，因此采用有源比例積分濾波器。對(duì)鑒相器進(jìn)行濾波的同時(shí)進(jìn)行放大，其中比例積分電路如圖14。

頻率測(cè)量模塊 為實(shí)現(xiàn)對(duì)15～35MHz的高頻信號(hào)的頻率測(cè)量，需用高速的比較器實(shí)現(xiàn)正弦波到方波的轉(zhuǎn)換。參考市面上高速比較器的性能，最后采用MAX900。它的延遲時(shí)間為7ns，輸入信號(hào)可為交流信號(hào)，輸出電平為TTL電平，可方便地用作后級(jí)處理。

比較器的輸出信號(hào)頻率太高，利用PIC單片機(jī)的內(nèi)部計(jì)數(shù)器無法對(duì)其測(cè)頻?？捎靡粋€(gè)高速的D觸發(fā)器對(duì)其實(shí)現(xiàn)二分頻，而后利用PIC單片機(jī)中的計(jì)數(shù)器實(shí)現(xiàn)頻率測(cè)量，并在LCD上顯示。

軟件流程設(shè)計(jì)

軟件流程圖見圖15。

本系統(tǒng)涉及的模擬硬件電路較多，且較為復(fù)雜。VCO和功率放大模塊屬純硬件部分，又屬于高頻部分。所用的電容值多在十幾pF數(shù)量級(jí)，導(dǎo)致管腳分布電容對(duì)電路的不確定影響極大，加之晶體管的特性參數(shù)也存在較大差別，實(shí)際測(cè)試結(jié)果與理論值存在較大的誤差，所以在測(cè)試時(shí)需要反復(fù)調(diào)整電感和電容的具體數(shù)值，才能有理想的結(jié)果。其中的PLL和數(shù)控電位計(jì)模塊屬于可編程控制器件，在調(diào)試時(shí)需軟硬件的聯(lián)合調(diào)整。

專家點(diǎn)評(píng)：該文采用變化電感來擴(kuò)大LC振蕩電路的頻率覆蓋范圍，并采用軟、硬件結(jié)合的方法，通過測(cè)定LC振蕩電路輸出電壓，實(shí)時(shí)地通過數(shù)控電位計(jì)動(dòng)態(tài)地控制工作點(diǎn)，達(dá)到穩(wěn)幅的目的。

點(diǎn)評(píng)專家：羅偉雄，北京理工大學(xué)信息工程學(xué)院教授，全國(guó)大學(xué)生電子設(shè)計(jì)競(jìng)賽專家組成員