林元根,張 勇

(1.船舶重工集團(tuán)公司723所,揚(yáng)州 225001;2.電子科技大學(xué),成都 610054)

0 引 言

亞毫米波在長波段與毫米波相重合,而在短波段,其頻率與THz相重合,可見它在電磁波頻譜中占有很特殊的位置。由于所處的特殊位置,亞毫米波具有一系列特殊的性質(zhì),它的量子能量很低,信噪比很高,頻率極寬,能覆蓋各種蛋白質(zhì)在內(nèi)的大分子的轉(zhuǎn)動和振蕩頻率。因此,亞毫米波在學(xué)術(shù)上有很重要的學(xué)術(shù)價值,在科學(xué)技術(shù)上及工業(yè)上有很多實(shí)際的應(yīng)用:如信息科學(xué)方面的超高速成像信號處理,大容量數(shù)據(jù)傳輸;材料處理,分層成像技術(shù),生物成像;等離子體聚變的診斷;天文學(xué)及環(huán)境科學(xué)等。而且在國防上也有著極其重要的應(yīng)用前景。

1 偶次倍頻原理

倍頻器可采用單個或多個非線性器件。單器件由于承受功率限制,電路不能有效地提供足夠的輸出功率和較大的動態(tài)范圍,另一方面單器件電路不能抑制不需要的諧波,而多器件采用平衡式結(jié)構(gòu)可以提高電路功率容量,獲得較大的輸出功率,并抑制不需要的諧波分量。對于偶次倍頻器,其工作原理如圖1所示。

圖1 偶次倍頻原理圖

在圖1中,2個二極管相對于輸入回路反向并聯(lián),相對于輸出回路同向串聯(lián),設(shè)輸入信號電壓為V,肖特基勢壘二極管的I/V特性為:

式中:is為反向飽和電流,α只與二極管本身和絕對溫度有關(guān)。

在圖1中:

則反向并聯(lián)二極管輸入端電流為:

當(dāng)在二極管對上加入輸入信號:V=Vscos(ωst)代入式(3)得:

將其作傅氏級數(shù)展開,得到:

式中:In為n階第一類變態(tài)貝塞爾函數(shù)。

式(5)表明輸入回路只有輸入信號的基波和奇次諧波,不包含直流分量和偶次諧波分量。

流過負(fù)載上的電流:

式(7)表明流過負(fù)載上的電流僅含激勵頻率的偶次諧波,說明該電路適合于偶次倍頻,且該電路的輸入基波和輸出諧波相互隔離,輸入、輸出回路可以分別進(jìn)行匹配,容易實(shí)現(xiàn)寬帶性能。

2 180 GHz二倍頻器的仿真

2.1 二極管對的非線性分析

本文選擇了UMS公司的DBES105a肖特基勢壘二極管,它是2個二極管串聯(lián)管對。如圖2,在輸入功率為16 dBm條件下,進(jìn)行二次諧波輸出的負(fù)載牽引特性分析,得到負(fù)載的最佳值。

圖2 負(fù)載牽引特性分析

圖2中,P_1Tone為源,HYB1為180°相位轉(zhuǎn)換器,DC_Block1、DC_Block2為理想電容,DC_Feed1 、DC_Feed2 為理想電感 ,D1、D2、D3、D4 為二極管,C1、C2為電容,V1、V2為直流源,Term2為50 Ω負(fù)載,Z_load為負(fù)載阻值變量,HB1為仿真器)。

從圖3可以看出,負(fù)載阻抗越大越好,但有前面的輸入減高波導(dǎo)的限制,懸置微特性阻抗本文選擇Z0 ≈120 Ω。

圖3 負(fù)載牽引特性仿真結(jié)果

信號源功率太低時,不能驅(qū)動二極管工作,轉(zhuǎn)換效率會降低;信號源功率太高,二極管工作點(diǎn)迅速移動到截止電壓區(qū),轉(zhuǎn)換效率仍會降低,而且由于通過二極管的電流增大,會導(dǎo)致電路可靠性降低,所以需要選擇好偏置來保證轉(zhuǎn)換效率,需要調(diào)節(jié)偏置電壓使輸出的功率最大化來得到二極管的最佳偏置,圖4和圖5分別為二極管的偏置仿真模型和仿真結(jié)果。

圖4 二極管的偏置仿真模型

圖5 二極管的偏置仿真結(jié)果

圖5中 b為偏置電壓變量,其余在上述已說明。

2.2 帶偏置的懸置微帶線到波導(dǎo)的過渡

在亞毫米波電子系統(tǒng)中,廣泛采用懸置微帶線作為傳輸線,因?yàn)閼抑梦Ь€的電磁場大部分集中在空氣中,介質(zhì)的損耗大大減小了。亞毫米波測試系統(tǒng)和其它亞毫米波系統(tǒng)卻大量使用標(biāo)準(zhǔn)矩形波導(dǎo)作為其輸入端的射頻接口,因此必然會遇到從懸置微帶到矩形波導(dǎo)的過渡問題,而且在設(shè)計倍頻器時需要考慮偏置問題。本文就此問題設(shè)計并仿真了一種亞毫米波帶偏置的懸置微帶到波導(dǎo)的過渡,而且這種結(jié)構(gòu)很好地解決了在亞毫米波頻段的偏置問題,圖6、7為懸置微帶線到波導(dǎo)過渡仿真模型和仿真結(jié)果(影響主電路和損耗問題),其中S11為1端口的反射系數(shù),S31為1端口到3端口傳輸系數(shù)。

在頻帶170～200 GHz,回波損耗大于15 dB,在172～190 GHz,S31大于40 dB,1端口的反射系數(shù)S11大于20 dB,帶內(nèi)插損小于 0.1 dB,二次諧波基本上沒有泄露到偏置電路中。

圖6 懸置微帶線到波導(dǎo)過渡仿真模型圖

圖7 懸置微帶線到波導(dǎo)過渡仿真結(jié)果S11和S13

2.3 輸入匹配

加上偏置后,再計算輸入大信號S11參數(shù),并進(jìn)行輸入回路設(shè)計。選用εr=3.78,h=0.1 mm的石英基片進(jìn)行輸入匹配電路設(shè)計。運(yùn)用ADS的大信號S參數(shù)仿真,可得到二極管對的輸入大信號S參數(shù)和輸入阻抗。圖8和表1為ADS的大信號S參數(shù)仿真電路圖和仿真結(jié)果。

圖8 輸入大信號S參數(shù)仿真圖

圖8中,HB1為大信號仿真器,Zin為輸入阻抗模型,S2P為兩端口S參數(shù)文件。

表1 輸入阻抗仿真結(jié)果

由于二極管對安裝于輸入波導(dǎo)與懸置線連接處的混合結(jié)上,在ADS中很難建模,故需要在HFSS中進(jìn)行仿真,利用lumpPort來代替二極管,其嵌入阻抗設(shè)為二極管的輸入阻抗Zin=50-j57,調(diào)節(jié)和優(yōu)化各變量結(jié)果,圖10和圖11是其仿真模型與仿真結(jié)果。

圖9 輸入匹配仿真模型

圖10 輸入匹配 S11仿真結(jié)果

在頻帶89～95 GHz,1端口的反射系數(shù)S11大于14.5 dB,基本滿足設(shè)計要求。

2.4 整體仿真

把HFSS中仿真的輸入匹配S3P和輸出匹配以S2P文件的形式代入到ADS中進(jìn)行整體仿真,其輸入功率為16 dBm,在頻帶178～190 GHz,倍頻損耗小于9 dB。圖11、12是其仿真模型與結(jié)果。

圖11 二倍頻器總體結(jié)構(gòu)仿真圖

圖11中,S3P為端口S參數(shù)文件,其余上述已說明。

圖12 二倍頻器輸出功率的仿真結(jié)果

3 180 GHz二倍頻器性能測試

圖14、15分別為180 GHz二倍頻器實(shí)物圖和倍頻損耗測試結(jié)果,從圖15的曲線可以看出,在輸入功率為10 dBm時,倍頻損耗平均在21.8 dB左右,最小為16.8 dB。由于沒有亞毫米波諧波混頻器,本文只對基波抑制進(jìn)行了測試,經(jīng)過測試發(fā)現(xiàn)基波抑制非常好,主要是由二極管后的腔體短路面和輸出波導(dǎo)所抑制。

圖13 180 GHz二倍頻器實(shí)物圖

圖14 倍頻損耗測試結(jié)果

4 結(jié)論

從測試結(jié)果可知,本文成功得到了180 GHz的倍頻信號,從公開的文獻(xiàn)來看,這是國內(nèi)第一次用固態(tài)電路倍頻的方式得到了180 GHz信號,由于頻率非常高以及本人知識水平有限,倍頻損耗比微波及毫米波倍頻器要大得多,仍需要進(jìn)一步調(diào)試和完善。

[1]費(fèi)元春.固態(tài)倍頻[M].北京:高等教育出版社,1983.