劉 浪，馬鐵華 ，李新娥

（1.中北大學(xué) 儀器科學(xué)與動(dòng)態(tài)測(cè)試教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，山西 太原 030051；2.清華大學(xué) 精密儀器與機(jī)械學(xué)系，北京 100084）

電容式傳感器輸出的電容信號(hào)往往很小(1 fF～10 pF)，又存在傳感器及其連接導(dǎo)線雜散電容和寄生電容的影響,這對(duì)電容信號(hào)的測(cè)量電路提出了非常高的要求，如此微小的電容信號(hào)的測(cè)量成為電容式傳感器技術(shù)發(fā)展的瓶頸。

目前，國(guó)內(nèi)外在測(cè)量10 pF以下的電容方面都存在很大的困難，分離元件電容測(cè)量電路的方式早已淘汰，電容檢測(cè)電路的研究主要集中在高度集成化方向。美國(guó)卡內(nèi)基梅隆大學(xué)所研制的CMOS-MEMS加速度計(jì),采用連續(xù)時(shí)間方式實(shí)現(xiàn)了0.02 aF的輸入等效電容分辨力,是目前文獻(xiàn)中的最高水平；美國(guó)Irvine Sensors公司的通用電容檢測(cè)芯片MS3110能夠達(dá)到4 aF的分辨力，0.5～8 kHz采樣頻率；美國(guó)ADI公司的 AD7151芯片能夠達(dá)到1 fF的分辨力，傳感器電容范圍在0～13 pF，刷新頻率最高可達(dá)10 Hz；德國(guó)GEMAC公司的HT133芯片能夠達(dá)到0.16 fF的分辨力，采樣頻率最高可達(dá)20 kHz。

電容測(cè)量電路(包括以上性能比較卓越的幾款通用電容檢測(cè)芯片)都有一個(gè)對(duì)傳感器電容進(jìn)行充放電的過(guò)程，將電容量轉(zhuǎn)換為電壓、電流等非電容量。目前的測(cè)量電路多數(shù)采用電荷轉(zhuǎn)移法或交流法，即將電容量轉(zhuǎn)換為電壓或電流，電路往往受到電子開(kāi)關(guān)的電荷注入效應(yīng)的影響，而且其提高測(cè)量速度和提高分辨力的矛盾難以解決。

德國(guó) ACAM 公司的通用電容檢測(cè)芯片PS?21在 10 Hz刷新頻率時(shí)能夠達(dá)到6 aF的有效精度，其最高刷新頻率可達(dá)50 kHz。本文擬采用PS?21芯片進(jìn)行微小電容測(cè)量電路的設(shè)計(jì)。PS?21芯片把電容測(cè)量轉(zhuǎn)化為精確的時(shí)間測(cè)量，傳感器電容與基準(zhǔn)電容的比值等于兩者放電時(shí)間的比值。其內(nèi)部算法可以很好地抑制寄生電容對(duì)測(cè)量結(jié)果的影響，內(nèi)部集成的溫度補(bǔ)償模塊還能保證很好的穩(wěn)定性。若選用高性能模擬開(kāi)關(guān),則能大大減小電荷注入效應(yīng)的影響，其高精度高刷新率可緩和測(cè)量速度和分辨力的矛盾。

1 PS?21主要特性和測(cè)量原理

1.1 主要特性

PS?21芯片是基于 TDC(時(shí)間數(shù)字轉(zhuǎn)換)技術(shù)研制的，這種數(shù)字測(cè)量原理提供非常高的測(cè)量靈活性，具有很寬的電容測(cè)量范圍，從 0 fF到幾百nF(無(wú)限制)。PS?21可用來(lái)測(cè)量單電容傳感器和差動(dòng)電容傳感器，最多可以測(cè)量4個(gè)傳感器，對(duì)于單電容傳感器，還集成了線性化數(shù)學(xué)算法，有效精度位最高可達(dá)22位。PS?21具有獨(dú)立的溫度測(cè)量端口、寄生電容補(bǔ)償電路和SPI通信口，是一款可用于觸力傳感器、壓力傳感器、加速度傳感器、厚度測(cè)量、間隙測(cè)量的高端芯片。

1.2 測(cè)量原理

PS?21控制模擬開(kāi)關(guān)A1、A2輪流通斷，兩者導(dǎo)通時(shí)間相等，兩個(gè)電容依次輪流在導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)充放電。對(duì)任意一個(gè)電容充放電時(shí)，在模擬開(kāi)關(guān)的公共端充電到Vcap時(shí)施密特觸發(fā)器輸出引腳產(chǎn)生一個(gè)翻轉(zhuǎn)信號(hào)Start，然后在放電到Vtrig時(shí)輸出引腳產(chǎn)生一個(gè)翻轉(zhuǎn)信號(hào)Stop。Start和Stop之間的時(shí)間間隔被TDC單元精確測(cè)量。如圖1所示。

參考電容充放電測(cè)得τ1=RCref，傳感器電容充放電測(cè) 得 τ2=RCsensor， 芯片內(nèi)部算法計(jì)算出τ2/τ1=Csensor/Cref,其中Cref為已知電容，最后得到24位的數(shù)據(jù)(見(jiàn) 1.3輸出數(shù)據(jù)格式)，從而實(shí)現(xiàn)了對(duì)傳感器電容的測(cè)量。這個(gè)測(cè)量過(guò)程應(yīng)用相同的放電電阻和施密特觸發(fā)器，PS?21控制模擬開(kāi)關(guān)使得充放電重復(fù)在2個(gè)電容間進(jìn)行，然后計(jì)算出電容測(cè)量值的比值。如圖2所示，該曲線圖是由2個(gè)電容之一的充放電曲線在時(shí)間軸上平移導(dǎo)通時(shí)間而得，圖中ns級(jí)的間隔對(duì)應(yīng)2個(gè)電容的差值。

圖2 參考電容和傳感器電容的充放電曲線

1.3 輸出數(shù)據(jù)格式

在僅有一個(gè)感應(yīng)電容變化而與另一個(gè)參考電容相比較的情況下，輸出數(shù)據(jù)的公式為：

在測(cè)量差動(dòng)電容變化時(shí)輸出數(shù)據(jù)的公式為：

Csensor為感應(yīng)電容，Cref為參考電容，ΔC為差動(dòng)電容變化量，C為差動(dòng)電容的初始量，Mult用于將數(shù)據(jù)調(diào)整到所需要的單位。數(shù)據(jù)除以256直接以ppm（百萬(wàn)分之一）的倍數(shù)表示電容變化，數(shù)據(jù)格式為16整數(shù)8位小數(shù)的固定浮點(diǎn)數(shù)（故需除以256）。

2 測(cè)量系統(tǒng)電路設(shè)計(jì)

2.1 系統(tǒng)狀態(tài)設(shè)計(jì)

為實(shí)現(xiàn)低功耗，系統(tǒng)上電后進(jìn)入超低功耗狀態(tài)LPM4。系統(tǒng)的狀態(tài)設(shè)計(jì)如圖3，為了避免系統(tǒng)的誤動(dòng)作，當(dāng)需要測(cè)量電容信號(hào)時(shí)，將ON信號(hào)置高,如果30 s內(nèi)ON信號(hào)一直置高，則系統(tǒng)進(jìn)入循環(huán)采集存儲(chǔ)的狀態(tài)。為得到包括觸發(fā)前和觸發(fā)后的完整電容信號(hào)曲線，一旦電容信號(hào)達(dá)到預(yù)設(shè)的觸發(fā)值，系統(tǒng)便進(jìn)入觸發(fā)態(tài)，將電容信號(hào)存儲(chǔ)到閃存，閃存存滿后，將RAM中的數(shù)據(jù)導(dǎo)入閃存預(yù)留地址。

之后，系統(tǒng)進(jìn)入待讀數(shù)態(tài)，此時(shí)插上USB接口，接收到計(jì)算機(jī)的讀數(shù)命令之后即可將數(shù)據(jù)發(fā)送至計(jì)算機(jī)，并且在第一次讀取數(shù)據(jù)之后和掉電以后再上電可重復(fù)無(wú)數(shù)次讀取并顯示測(cè)量結(jié)果。

為實(shí)現(xiàn)低功耗的系統(tǒng)，電路不工作時(shí)，即接通電源態(tài)和待讀數(shù)態(tài)，系統(tǒng)處于超低功耗態(tài) LPM4；工作時(shí)都處于全功耗態(tài)AM （除不工作狀態(tài)以外的狀態(tài)）。

2.2 硬件電路設(shè)計(jì)

確定好系統(tǒng)的狀態(tài)之后，進(jìn)行硬件電路的設(shè)計(jì)。PS?21芯片將傳感器產(chǎn)生的電容信號(hào)轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的 24位數(shù)字量；MSP430通過(guò) SPI接口對(duì) PS?21進(jìn)行控制、設(shè)置，并將數(shù)字量存入 MSP430的閃存；數(shù)據(jù)采集完畢之后通過(guò)USB接口傳到計(jì)算機(jī)中使用VisualBasic 6.0軟面板顯示測(cè)量結(jié)果曲線;電源管理部可對(duì)MSP430和PS?21進(jìn)行分時(shí)可控供電。主要進(jìn)行虛線框內(nèi)的電路設(shè)計(jì)，如圖4所示。

圖3 系統(tǒng)工作狀態(tài)圖

圖4 硬件電路原理框圖

2.2.1 模擬前端

PS?21作為整個(gè)系統(tǒng)電路的模擬前端，其設(shè)計(jì)的關(guān)鍵在于合理的硬件連接、元件選用以及正確合理的設(shè)置。

元件的性能對(duì)電路性能的影響非常大，所以在選取元件時(shí)需要特別注意。選擇低溫漂的 CFCAP、NPO、COG等類型的高精度電容作為參考電容能大幅提升測(cè)量的質(zhì)量以及溫度穩(wěn)定性。 選擇74LVC2G53、ADG612、ADG721等性能卓越的模擬開(kāi)關(guān)可以大大減小電荷注入效應(yīng)的影響。另外需要特別注意的是，在使用兩路單刀單擲開(kāi)關(guān)和使用單刀雙擲開(kāi)關(guān)時(shí)，對(duì)PS?21的配置是不同的。

下面著重?cái)⑹鋈绾胃鶕?jù)所使用傳感器的具體情況對(duì)PS?21的幾個(gè)重要參數(shù)進(jìn)行設(shè)置。

以某單電容傳感器為例，其初始電容量C0=39 pF，最大電容變化量ΔCmax=3 pF，需要達(dá)到1 fF～10 fF的分辨力，測(cè)量刷新率需要達(dá)到15 kHz。

配置情況如下：

(1)配置為高精度的單電容傳感器的補(bǔ)償測(cè)量模式；

(2)因?yàn)闇y(cè)量端和參考端的電容值范圍必須在同一范圍內(nèi)，且 ΔC/Cref必須小于25%，所以可以設(shè)置基準(zhǔn)電容 Cref為 39 pF左右；

(3)放電電阻 Rdis=τ/[0.7×(Cref+20 pF)]，τ在 2 μs到 10 μs之間，通常調(diào)整 Rdis使得 τ=5 μs；

(4)為得到50 kHz的高測(cè)量刷新率，可以調(diào)整放電電阻 Rdis將放電時(shí)間降到 2 μs；

(5)高精度測(cè)量時(shí)，選擇時(shí)間測(cè)量范圍 2，此情況下刷新率最高可達(dá)15 kHz，然而高精度與高刷新率不可兼得，需據(jù)具體情況實(shí)現(xiàn)兩者平衡；

(6)周期時(shí)間Cycletime不能設(shè)置過(guò)短，否則會(huì)出現(xiàn)時(shí)間溢出導(dǎo)致測(cè)量不能進(jìn)行，或出現(xiàn)電容器不能充電到足夠的電壓，導(dǎo)致額外的誤差出現(xiàn)，另外也會(huì)直接影響到刷新率；

(7)設(shè)置為自動(dòng)偏移模式，測(cè)量結(jié)果可以直接表示電容變化量；

另外需要對(duì)校準(zhǔn)的周期數(shù)、校準(zhǔn)平均因數(shù)、溫度測(cè)量頻率進(jìn)行設(shè)置，此處不再贅述。

2.2.2 控制模塊

控制部分采用美國(guó)TI公司的超低功耗微控制器MSP430FG4618，它具有8 KB的 RAM，113 KB的閃存?？刂颇K主要是編寫(xiě)單片機(jī)的控制程序?qū)崿F(xiàn)以下功能：在保證其SPI通信正確之后，由單片機(jī)負(fù)責(zé)發(fā)送讀寫(xiě)命令設(shè)置PS?21并控制其測(cè)量的啟停，并由單片機(jī)接收存儲(chǔ)數(shù)字信號(hào)，實(shí)現(xiàn)數(shù)字內(nèi)觸發(fā)，觸發(fā)前RAM循環(huán)存儲(chǔ)采樣數(shù)據(jù)，觸發(fā)后將數(shù)據(jù)存入閃存中，采集完畢時(shí)數(shù)據(jù)存儲(chǔ)實(shí)現(xiàn)3 KB的負(fù)延時(shí)（即存儲(chǔ)觸發(fā)前采集的3 KB數(shù)據(jù)）。

2.2.3 數(shù)據(jù)讀出接口

采用串口轉(zhuǎn)USB接口芯片68013,只需要4根線(STE、UCLK、MISO、MOSI)即可實(shí)現(xiàn)與計(jì)算機(jī)的數(shù)據(jù)通信，傳輸速率能夠達(dá)到2 Mb/s，可以滿足測(cè)量結(jié)果實(shí)時(shí)動(dòng)態(tài)顯示的要求。

2.2.4 電源管理模塊

為實(shí)現(xiàn)低功耗設(shè)計(jì)，在系統(tǒng)的各個(gè)工作環(huán)節(jié)中，由單片機(jī)適時(shí)控制不同模塊的供電開(kāi)關(guān)狀態(tài)。如圖5所示，電路供電選用LDO芯片LP5966輸出2個(gè)獨(dú)立的3.3 V電壓：VDD=3.3 V供給單片機(jī)電源電壓，其供電使能一直開(kāi)著，LVDD=3.3 V供給PS?21，由 ONA控制其開(kāi)關(guān)狀態(tài)；選用電荷泵芯片MAX1595輸出HVDD=5 V供給PS?21，由 ONB控制其開(kāi)關(guān)狀態(tài)；2個(gè)芯片的供電直接由電池提供。

圖5 電源管理圖

3 優(yōu)化PCB設(shè)計(jì)

測(cè)量的電容信號(hào)非常微弱，常常淹沒(méi)在噪聲信號(hào)中，而且還受到傳感器的雜散電容和PCB的寄生電容的影響，所以設(shè)計(jì)電路時(shí)，必須考慮上述因素的影響。

PCB可以采用4層板,中間層為電源層和地層,以屏蔽頂層和底層元件的相互影響。整個(gè)電路置于金屬密閉的殼內(nèi),以屏蔽和吸收空間中電磁波；PS?21的充放電引腳Load1、傳感器電容、參考電容端的走線不能和晶振、SPI接口的數(shù)字信號(hào)走線交叉；為PS?21提供時(shí)間基準(zhǔn)單位的4 MHz晶振，最好敷地包圍，并將晶振的金屬外殼接地；傳感器電容、參考電容端的走線盡量短，傳感器與電路的接口采用較細(xì)的金屬屏蔽線，過(guò)孔及其孔徑應(yīng)盡量小，焊接時(shí)焊錫應(yīng)均勻且不易太大以減小寄生電容的影響。

4 標(biāo)定

在測(cè)量前需要進(jìn)行標(biāo)定,選定參考端電容Cref=39 pF，傳感器加載前的初始電容Csensor=39 pF。第1步，設(shè)置輸出電容的滿刻度為[fullscale]=3 000 fF，占參考電容的百分比 A=8.7%,設(shè)置 PS?21的乘法因數(shù)為 Mult1=2[fullscale]/(A×106)，進(jìn)行一次測(cè)量，取一個(gè)接近穩(wěn)定值的測(cè)量結(jié)果R1=Register1/256；第2步，將傳感器滿載，再取一個(gè)接近穩(wěn)定值的測(cè)量結(jié)果R2=Register2/256；調(diào)整百分比為B=A×{(R2-R1)/[fullscale]},再次設(shè)置乘法因數(shù)Mult2=2[ΔC]/(B×106)；第 3 步，在步驟 2 的設(shè)置下，將傳感器返回不加載的狀態(tài)，再次取得一個(gè)接近穩(wěn)定值的測(cè)量結(jié)果R3。這是PS?21所必需的一個(gè)標(biāo)定過(guò)程，標(biāo)定完畢，保持各設(shè)置不變并加載測(cè)得R，R-R3可以直接表示在3 000 fF以內(nèi)的電容變化。

5 測(cè)量結(jié)果分析

將電路用于內(nèi)彈道壓力測(cè)試系統(tǒng)——傳感器與殼體一體化的電容式測(cè)壓器時(shí)，將30 cm3左右的測(cè)試系統(tǒng)置于燃爆壓力場(chǎng)中，在不同基礎(chǔ)電容、不同刷新頻率情況下進(jìn)行測(cè)量的部分?jǐn)?shù)據(jù)如表1。

其中RMS噪聲（殘差序列均方根值）為電路的分辨力，在10 Hz的刷新頻率下能夠達(dá)到6 aF的超高精度，峰峰值噪聲為6×RMS=36 aF，在13 kHz刷新頻率的高速測(cè)量中，也能達(dá)到610 aF的精度,峰峰值噪聲為6×RMS=3.66 fF。相對(duì)于基礎(chǔ)電容的有效精度位ENOB=[ln(Cref/RMS）]/ln2，有效精度位可達(dá)13～20位。

表1 測(cè)量范圍 2，Vs=5.0 V，VCC=3.3 V

如圖6，測(cè)量精度隨刷新頻率變化，三條曲線從上到下分別為基礎(chǔ)電容在 39 pF、22 pF、4.7 pF時(shí)的測(cè)量精度變化曲線?；A(chǔ)電容相同時(shí)，刷新頻率越高，RMS噪聲越大、精度越差；同一刷新頻率下，基礎(chǔ)電容越大，RMS噪聲越大，精度越差。

圖6 補(bǔ)償模式的測(cè)量精度

在對(duì)測(cè)量數(shù)據(jù)進(jìn)行分析的基礎(chǔ)上，可以根據(jù)傳感器對(duì)精度和測(cè)量速率的要求給傳感器并聯(lián)合適的電容（得到合適的基礎(chǔ)電容），設(shè)定芯片的刷新頻率，以滿足實(shí)際需求。

將電路用于內(nèi)彈道壓力測(cè)試系統(tǒng)，取得了良好的效果，電路實(shí)現(xiàn)了1 fF～10 fF的分辨力、13 kHz的刷新頻率和13～22位的有效精度?？紤]到低功耗、小體積、負(fù)延時(shí)設(shè)計(jì)，完整記錄了爆炸前后的電容信號(hào)曲線。PS?21內(nèi)部集成濾波器并且輸出數(shù)字量，大大簡(jiǎn)化了設(shè)計(jì)。掌握了如何對(duì)其編程，測(cè)量方案可以非常靈活，實(shí)現(xiàn)模塊化，所設(shè)計(jì)的同一塊PCB可以移植到許多電容式傳感器的設(shè)計(jì)中去。

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