齊洪喜，黃平林，趙立忠

(中國(guó)船舶重工集團(tuán)第七一0研究所，上海 200940)

永磁偏置混合磁懸浮軸承采用永磁與電磁混合磁路結(jié)構(gòu)，永磁磁場(chǎng)替代電勵(lì)磁磁場(chǎng)作為偏置磁場(chǎng)，可消除偏置電流及其引起的損耗，使電磁鐵的安匝數(shù)減小一半，從而減小磁軸承的體積，顯著降低功率放大器的損耗，因此，混合磁懸浮軸承近年來(lái)得到了業(yè)界的普遍關(guān)注。

在磁懸浮軸承控制系統(tǒng)中，功率放大器的作用是向電磁線圈提供相應(yīng)的電流，包括偏置電流和控制電流，來(lái)產(chǎn)生所需的電磁力，目前磁懸浮軸承所用控制器大多為開關(guān)功率放大器。對(duì)一般的電勵(lì)磁懸浮軸承，電磁線圈中的電流方向不需要改變，采用的功率放大器不需要作電流的方向控制，而永磁偏置的混合式磁軸承所采用的功率放大器需要其輸出電流能雙向流動(dòng)，因而需要設(shè)計(jì)專門的功率放大器主電路結(jié)構(gòu)。

文獻(xiàn)［1］對(duì)永磁偏置磁懸浮軸承的功放電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)作了較為詳盡的歸納和介紹;文獻(xiàn)［2］中采用集成功放芯片SA60，可滿足各種驅(qū)動(dòng)需求，但SA60價(jià)格昂貴，限制了其廣泛應(yīng)用;文獻(xiàn)［3-6］中采用全橋或半橋電路，通過(guò)控制器輸出多路PWM信號(hào)來(lái)控制功放電路輸出電流的大小或方向。由于磁懸浮軸承功率放大器的輸出路數(shù)往往較多，全部采用PWM輸出控制，就要求控制器具備足夠多的PWM輸出端口，同時(shí)還要占用較多的控制器的其他硬件和軟件資源，從而提高了設(shè)備成本。

為此，筆者在此基礎(chǔ)上提出了一種功率放大器電路結(jié)構(gòu)，其主電路結(jié)構(gòu)仍采用普通橋式電路，但其控制信號(hào)是通過(guò)控制器輸出的PWM信號(hào)和換向信號(hào)經(jīng)邏輯變換而來(lái)，從而節(jié)省了一半的控制器資源，且功率放大器的輸出電流可靈活換向，適用于混合磁懸浮軸承，對(duì)其他應(yīng)用場(chǎng)合也具有較好的通用性。采用該方法設(shè)計(jì)的磁懸浮軸承功率放大器在實(shí)驗(yàn)樣機(jī)中得到了較好的應(yīng)用。

1 功率放大器電路設(shè)計(jì)

1.1 主電路工作原理

根據(jù)混合磁懸浮軸承的工作特點(diǎn)［7］，所設(shè)計(jì)的功率放大器主電路框圖如圖1所示。其中R和L為電磁鐵線圈的等效電路，V1、V2、V3、V4為續(xù)流二極管，保證電磁鐵線圈中的反向感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)得以釋放。輸入信號(hào)Ctrl控制電磁鐵線圈中電流的方向，驅(qū)動(dòng)電路將PWM信號(hào)轉(zhuǎn)變?yōu)楣β使躋1、Q2、Q3、Q4的開通和關(guān)斷，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)負(fù)載能量的控制。

在整個(gè)過(guò)程中必須保證Q1、Q4同時(shí)開通的情況下Q2、Q3同時(shí)關(guān)斷，在Q3、Q2同時(shí)開通的情況下Q1、Q4同時(shí)關(guān)斷。如果Q1和Q2或Q3和Q4同時(shí)開通，必然使得VCC與地之間直接短路，這就有可能燒壞功率管。因此，需要在 Q1、Q2之間，以及Q3、Q4之間形成“死區(qū)”，傳統(tǒng)產(chǎn)生“死區(qū)”的方法是使用延遲電路，通過(guò)延遲電路的PWM信號(hào)控制 Q1、Q4以及 Q2、Q3中的一對(duì)信號(hào)，而未通過(guò)延遲電路的PWM信號(hào)控制另外一對(duì)。使用這種方法會(huì)增加驅(qū)動(dòng)電路的復(fù)雜性，同時(shí)延遲電路的延遲時(shí)間也不易控制。

圖1 功率放大器主電路框圖

1.2 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

驅(qū)動(dòng)電路采用IR公司生產(chǎn)的半橋驅(qū)動(dòng)集成芯片IR2104，IR2104通過(guò)特有的自舉電路可以使上管驅(qū)動(dòng)，采用外部自舉電容上電，可以大大減少驅(qū)動(dòng)電源的數(shù)目。對(duì)于該設(shè)計(jì)中所使用的電路，僅需要1路12 V電源，大大減少了驅(qū)動(dòng)電路的體積和供電電源數(shù)目，同時(shí)性價(jià)比也得到了大大提高，IR2104的典型電路如圖2所示。

圖2 IR2104典型電路

IR2104相對(duì)于IR公司的其他驅(qū)動(dòng)芯片來(lái)講，最大的特點(diǎn)是其上管與下管驅(qū)動(dòng)(HO與LO之間)時(shí)序內(nèi)置了“死區(qū)”。該“死區(qū)”的時(shí)間最小值為400 ns，最大值為 650 ns，典型值為 520 ns，HO 與LO之間的死區(qū)如圖3所示。通過(guò)這種死區(qū)設(shè)置就可以避免上下驅(qū)動(dòng)管同時(shí)導(dǎo)通的情況出現(xiàn)。

圖3 HO與LO之間的死區(qū)

IR2104的使能信號(hào)輸入(SD)最大可以使用VCC電壓，這樣對(duì)于不需要控制IR2104使能的驅(qū)動(dòng)電路，可以直接將SD管腳直接連接到VCC，從而減少了控制信號(hào)的輸入。

1.3 功率放大器電路結(jié)構(gòu)

圖4 混合磁懸浮軸承功率放大器的電路結(jié)構(gòu)

圖5 功率放大器電路實(shí)物圖

設(shè)計(jì)的功率放大器的電路結(jié)構(gòu)如圖4所示，電路實(shí)物圖如圖5所示。該電路中Ctrl輸入信號(hào)控制電磁鐵線圈中電流的方向，若Ctrl為高電平，當(dāng)PWM為高電平時(shí)，PWM12為低電平，PWM11為高電平。此時(shí)U2的HO輸出高電平，U2的LO輸出低電平，Q1導(dǎo)通，Q2截至，同時(shí)，U3的HO輸出低電平，U3的LO輸出高電平，Q3截至，Q4導(dǎo)通，電流沿Q1→電磁鐵線圈→Q4方向流動(dòng)。當(dāng)PWM為低電平時(shí)，PWM12為高電平，PWM11為高電平。此時(shí)U2的HO輸出高電平，U2的LO輸出低電平，Q1導(dǎo)通，Q2截至，U3的HO輸出高電平，U3的LO輸出低電平，Q3導(dǎo)通，Q4截至，電磁鐵線圈中沒(méi)有電流;若Ctrl為低電平，當(dāng)PWM為高電平時(shí)，PWM12為高電平，PWM11為低電平。此時(shí)U2的HO輸出低電平，U2的LO輸出高電平，Q1截至，Q2導(dǎo)通，U3的HO輸出高電平，U3的LO輸出低電平，Q3導(dǎo)通，Q4截至，電流沿Q3→電磁鐵線圈→Q2方向流動(dòng)。當(dāng)PWM為低電平時(shí)，PWM12為高電平，PWM11為高電平。此時(shí)U2的HO輸出高電平，U2的LO輸出低電平，Q1導(dǎo)通，Q2截至，U3的HO輸出高電平，U3的LO輸出低電平，Q3導(dǎo)通，Q4截至，電磁鐵線圈中沒(méi)有電流。

在圖4所示的電路中，通過(guò)控制Ctrl信號(hào)的高低，就可以控制通過(guò)電磁鐵線圈中電流的方向，IR2104內(nèi)置“死區(qū)”設(shè)置可避免 Q1和 Q2、Q3和Q4同時(shí)導(dǎo)通情況的出現(xiàn)。

為了減少驅(qū)動(dòng)電路對(duì)前級(jí)控制電路的影響，可以在U1C和U1B的輸出端使用高速光藕6N137進(jìn)行隔離，將PWM11和PWM12隔離后的信號(hào)輸入至U2和U3。

2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

筆者設(shè)計(jì)的功率放大器目前已經(jīng)應(yīng)用在永磁偏置混合磁懸浮軸承中，使用效果良好。使用示波器測(cè)量Q1和Q2兩功率管兩端電壓界面圖［8］如圖6所示，這兩個(gè)功率管的導(dǎo)通和關(guān)斷是正好相反的。圖7和圖8分別為對(duì)應(yīng)兩個(gè)邊緣的死區(qū)界面圖，從圖7和圖8中可以看到Q1和Q2是不會(huì)同時(shí)導(dǎo)通的，只有在Q1完全關(guān)斷后Q2才導(dǎo)通，Q2完全關(guān)斷后Q1才導(dǎo)通，這樣就可以有效防止電路的直通現(xiàn)象。

圖6 測(cè)量Q1和Q2兩端的電壓界面圖

圖7 一個(gè)邊緣的死區(qū)界面圖

圖8 另一個(gè)邊緣的死區(qū)界面圖

3 結(jié)論

根據(jù)永磁偏置混合磁懸浮軸承的工作特點(diǎn)，設(shè)計(jì)了一種輸出電流方向轉(zhuǎn)換靈活的功率放大器電路。該電路已經(jīng)在混合磁懸浮軸承系統(tǒng)中應(yīng)用，在使用過(guò)程中該功率放大器電路完全能夠滿足混合磁懸浮軸承系統(tǒng)的需求，運(yùn)行穩(wěn)定。

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