(上海貝爾股份有限公司，上海 201206)

1 引 言

隨著多媒體通信的日益普及，移動(dòng)網(wǎng)絡(luò)必須支持可靠的高速率數(shù)據(jù)傳輸。在不增加傳輸功率和頻率資源的基礎(chǔ)上，為了提高傳輸速率和增強(qiáng)小區(qū)覆蓋能力，多入多出(MIMO)技術(shù)被廣泛應(yīng)用于各種無(wú)線通信標(biāo)準(zhǔn)中，其中包括3GPP 長(zhǎng)期演進(jìn)(LTE)以及其高級(jí)版(LTE-Advanced)項(xiàng)目標(biāo)準(zhǔn)[1]。在LTE標(biāo)準(zhǔn)中，被采納的MIMO技術(shù)主要包括發(fā)送分集、空分復(fù)用、波束賦形等。其中基于用戶專用參考信號(hào)的下行波束賦形技術(shù)能夠利用時(shí)分復(fù)用LTE(TD-LTE)系統(tǒng)中上下行信道的互易性，針對(duì)單個(gè)用戶進(jìn)行動(dòng)態(tài)地波束賦形，從而有效提高傳輸速率和增強(qiáng)小區(qū)邊緣覆蓋性能[2-3]。

本文詳述了兩種不同粒度的波束賦形算法的原理，對(duì)這兩種算法的特點(diǎn)以及性能差異進(jìn)行了理論分析，在符合3GPP規(guī)范定義的TD-LTE系統(tǒng)上下行仿真平臺(tái)上進(jìn)行了算法性能仿真。研究了多種因素對(duì)于算法性能的影響，并給出了具體仿真結(jié)果。

2 系統(tǒng)模型

2.1 上行Sounding參考信號(hào)處理流程

上行部分包括Sounding參考信號(hào)(SRS)的發(fā)送和接收，基站通過(guò)移動(dòng)用戶發(fā)送的Sounding參考信號(hào)獲取全頻帶的信道估計(jì)。從時(shí)域資源分配來(lái)看，Sounding參考信號(hào)可以占用S子幀的最后兩個(gè)OFDM符號(hào)或者U子幀的最后一個(gè)OFDM符號(hào)。如果上行隨機(jī)接入信道存在，則相應(yīng)U子幀無(wú)可用Sounding參考信號(hào)資源。下文中，TD-LTE系統(tǒng)使用的無(wú)線幀結(jié)構(gòu)選取5 ms切換周期且上下行資源基本對(duì)稱的上下行配置1[4]為例，如圖1所示。

圖1 TD-LTE系統(tǒng)使用的無(wú)線幀結(jié)構(gòu)，上下行配置1

從頻域資源分配來(lái)看，Sounding參考信號(hào)的功能是提供全頻帶信道估計(jì)，因此以20 MHz帶寬系統(tǒng)為例(以下若無(wú)特別說(shuō)明，都是以此設(shè)定給出具體例值)，Sounding參考信號(hào)可占用的最大資源塊(RB)數(shù)目為96個(gè)(不考慮RACH format 4的情況下)。Sounding參考信號(hào)在頻域上的起始位置與子幀位置以及所占梳狀結(jié)構(gòu)的comb序號(hào)有關(guān)。如圖2所示，每個(gè)RB中僅有6個(gè)子載波被Sounding參考信號(hào)間隔占用，在每個(gè)comb上可以使用不同循環(huán)移位的Zadoff-Chu序列來(lái)復(fù)用多個(gè)用戶。

圖2 Sounding參考信號(hào)在頻域的梳狀結(jié)構(gòu)

Sounding參考信號(hào)的發(fā)送和接收處理流程如圖3所示。來(lái)自多個(gè)用戶的Sounding參考信號(hào)經(jīng)過(guò)不同的信道疊加在一起，到達(dá)基站接收端。基站需要根據(jù)配置信息分離所有復(fù)用用戶的Sounding參考信號(hào)并求取每個(gè)用戶在96個(gè)RB上的信道預(yù)測(cè)值。

圖3 Sounding參考信號(hào)的發(fā)送和接收處理流程

2.2 下行波束賦形處理流程

下行部分包括權(quán)值的計(jì)算和用戶專用參考信號(hào)以及數(shù)據(jù)信號(hào)的產(chǎn)生和發(fā)送，基站利用天線陣列所得到的信道估計(jì)值來(lái)計(jì)算波束賦形的加權(quán)值，并使用此權(quán)值產(chǎn)生用戶專用參考信號(hào)以及數(shù)據(jù)信號(hào)。用戶專用參考信號(hào)以及數(shù)據(jù)信號(hào)的產(chǎn)生和發(fā)送都是在端口5(Port 5)上進(jìn)行的，在一個(gè)RB上的時(shí)頻資源的映射方法如圖4所示。每個(gè)RB中有12個(gè)資源元素(RE)被用于放置用戶專用參考信號(hào)，位置如圖4中灰色RE所示，其它RE上放置數(shù)據(jù)信號(hào)。需要注意的是，用戶專用參考信號(hào)與小區(qū)專用參考信號(hào)的時(shí)頻資源是不重合的。

圖4 一個(gè)RB中用戶專用參考信號(hào)和數(shù)據(jù)信號(hào)的時(shí)頻資源映射

使用下行波束賦形技術(shù)的用戶專用參考信號(hào)和數(shù)據(jù)信號(hào)的發(fā)送和接收處理流程如圖5所示，其中關(guān)鍵技術(shù)點(diǎn)在于產(chǎn)生波束賦形加權(quán)的算法設(shè)計(jì)。波束賦形權(quán)值產(chǎn)生模塊的輸入為全頻帶信道預(yù)測(cè)值(即Sounding參考信號(hào)處理流程的輸出)，而模塊的輸出為動(dòng)態(tài)波束賦形加權(quán)值，根據(jù)加權(quán)粒度的差別可分為窄帶加權(quán)和寬帶加權(quán)。

圖5 波束賦形信號(hào)的發(fā)送和接收流程

3 兩種波束賦形加權(quán)算法

如前所述，波束賦形加權(quán)的算法根據(jù)加權(quán)粒度的不同可分為窄帶加權(quán)和寬帶加權(quán)。下面介紹兩種實(shí)用的波束賦形加權(quán)算法，即per-RB-MRT(窄帶加權(quán))算法和full-BW-EBB(寬帶加權(quán))算法。

3.1 per-RB-MRT算法

per-RB-MRT算法的加權(quán)粒度為單個(gè)下行RB。其基本思想是對(duì)每一個(gè)下行RB計(jì)算波束賦形加權(quán)值，并進(jìn)行加權(quán)，加權(quán)的準(zhǔn)則為最大比發(fā)送(Maximum Ratio Transmission)。具體來(lái)講，首先在某個(gè)上行RB上獲取信道空間相關(guān)矩陣，對(duì)其進(jìn)行奇異值分解以得到加權(quán)矢量，用于相對(duì)應(yīng)的下行RB波束賦形信號(hào)產(chǎn)生。

以八天線基站接收端為例(以下若無(wú)特別說(shuō)明，都是以此設(shè)定給出具體例值)，由上行Sounding參考信號(hào)獲取的全頻帶信道預(yù)測(cè)值設(shè)為

(1)

根據(jù)標(biāo)準(zhǔn)MRT準(zhǔn)則，計(jì)算空間相關(guān)矩陣C(k)=h(k)Hh(k)，其中(·)H表示矩陣的共軛轉(zhuǎn)置操作。然后找到C(k)的最大特征值對(duì)應(yīng)的特征向量，得到波束賦形加權(quán)值為

w(k)=h(k)H/‖h(k)‖

(2)

對(duì)于Sounding參考信號(hào)沒(méi)有覆蓋到的RB，由于沒(méi)有相應(yīng)的信道預(yù)測(cè)值，因此其波束賦形加權(quán)值可以采用數(shù)值外插的方法得到。

3.2 full-BW-EBB算法

full-BW-EBB算法的加權(quán)粒度為整個(gè)頻帶所有RB。其基本思想是對(duì)當(dāng)前下行子幀上該移動(dòng)用戶所有占用的RB計(jì)算一個(gè)波束賦形加權(quán)值，加權(quán)值的計(jì)算依賴于上行信道空間相關(guān)矩陣的統(tǒng)計(jì)平均。具體來(lái)講，首先在所有上行RB上獲取信道空間相關(guān)矩陣，對(duì)其進(jìn)行頻域和時(shí)域的統(tǒng)計(jì)平均，然后對(duì)所得統(tǒng)計(jì)平均的信道空間相關(guān)矩陣進(jìn)行奇異值分解以得到加權(quán)矢量，用于所有下行RB波束賦形信號(hào)產(chǎn)生。

仍以八天線基站接收端為例，由上行Sounding參考信號(hào)獲取的全頻帶信道預(yù)測(cè)值與式(1)相同。

對(duì)于所有RB上的信道空間相關(guān)矩陣進(jìn)行頻域統(tǒng)計(jì)平均，得到：

(3)

式中，集合S指的是所有含有上行Sounding參考信號(hào)的RB序號(hào)集合，在20 MHz系統(tǒng)帶寬設(shè)定下其元素?cái)?shù)目為96。

如果該用戶保留有上一次獲取的頻域統(tǒng)計(jì)平均信道空間相關(guān)矩陣，則還可以進(jìn)行一次時(shí)域統(tǒng)計(jì)平均，即：

(4)

式中，加權(quán)因子0<λ<1，其具體取值需要根據(jù)Sounding參考信號(hào)的發(fā)送周期以及信道的時(shí)變特性進(jìn)行調(diào)整。

(5)

(6)

式中，Vi為V的第i列，對(duì)應(yīng)于不同特征值的特征向量。在full-BW-EBB算法中，選取對(duì)應(yīng)最大特征值的特征向量作為波束賦形加權(quán)值，即：

w=V1

(7)

3.3 兩種算法的比較

per-RB-MRT算法和full-BW-EBB算法由于加權(quán)粒度的不同，各有優(yōu)缺點(diǎn)和適用場(chǎng)景。在上行信道估計(jì)值和下行信道實(shí)際值契合較好的情況下，per-RB-MRT算法由于加權(quán)粒度較細(xì)，能夠在不同RB上根據(jù)實(shí)際信道情況進(jìn)行波束賦形，其性能趨于最佳理論性能。相對(duì)而言，full-BW-EBB算法由于加權(quán)粒度較粗，上行信道估計(jì)值和下行信道實(shí)際值契合較差的情況下，能夠提取相對(duì)穩(wěn)定的信道空間相關(guān)特性，使得波束賦形的性能在較差的信道環(huán)境中保持較高的魯棒性。

在對(duì)比兩種算法的性能差異時(shí)，主要考慮的因素包括信道估計(jì)的精準(zhǔn)度和信道信息時(shí)延對(duì)波束賦形的性能影響。信道估計(jì)的精準(zhǔn)度指的是，根據(jù)上行Sounding參考信號(hào)進(jìn)行信道估計(jì)的結(jié)果同真實(shí)信道之間的偏差，一般用均方差(MSE)來(lái)衡量。信道信息時(shí)延影響包含了兩個(gè)方面，一方面是上行信道估計(jì)與下行波束賦形信號(hào)實(shí)際使用的信道之間的時(shí)間差，較大的時(shí)間差會(huì)導(dǎo)致上下行信道不一致，從而對(duì)波束賦形性能造成影響；另一方面是信道本身的時(shí)變特性，同樣的時(shí)間差下快變信道上下行信道不一致的現(xiàn)象會(huì)更明顯。

4 仿真與分析

4.1 仿真參數(shù)設(shè)定

本節(jié)中的仿真基于符合3GPP規(guī)范定義的TD-LTE系統(tǒng)[4-5]上下行仿真平臺(tái)?；径颂炀€設(shè)置為4+4的±45°雙向極化天線，移動(dòng)用戶終端天線設(shè)置為2個(gè)垂直極化天線，天線間隔均為半波長(zhǎng)。信道模型采用了能夠反映多天線系統(tǒng)中空間相關(guān)特性的SCM-E信道模型[6]。具體仿真參數(shù)設(shè)置如表1所示。

4.2 信道估算精度對(duì)于下行接收性能的影響

通過(guò)Sounding參考信號(hào)得到的上行信道估計(jì)的MSE越大，則波束賦形加權(quán)值計(jì)算越不準(zhǔn)確。圖6給出了在不同信道估計(jì)MSE值的設(shè)定下，兩種算法的下行接收誤塊率(BLER)性能。從圖6可以看到，若以BLER=0.1為參考點(diǎn)比較兩種算法的最優(yōu)性能(即對(duì)應(yīng)于MSE=0的曲線)，per-RB-MRT算法比f(wàn)ull-BW-EBB算法有約4 dB的SNR增益。這體現(xiàn)了上行信道估計(jì)值和下行信道實(shí)際值完美契合時(shí)，per-RB-MRT算法由于較細(xì)加權(quán)粒度所能達(dá)到的極致性能。圖6也體現(xiàn)了兩種算法對(duì)于信道估計(jì)精度的魯棒性，per-RB-MRT算法對(duì)于信道估計(jì)MSE的變化非常敏感，而full-BW-EBB算法則顯示出了很強(qiáng)的魯棒性，信道估計(jì)MSE的變化對(duì)其下行接收誤塊率性能影響很小。

圖6 信道估計(jì)誤差(MSE)對(duì)于波束賦形性能的影響

4.3 信道信息時(shí)延對(duì)于下行接收性能的影響

參考圖1中的無(wú)線幀結(jié)構(gòu)，在Sounding參考信號(hào)的周期為5 ms的設(shè)定下，假設(shè)移動(dòng)用戶在S子幀(子幀編號(hào)1和6)上發(fā)送Sounding參考信號(hào)，在D子幀上(子幀編號(hào)4，5，9和0)進(jìn)行下行波束賦形信號(hào)發(fā)送。其中子幀4，5使用子幀1上得到的信道估計(jì)，而子幀9，0使用子幀6上得到的信道估計(jì)，則上行信道估計(jì)與下行波束賦形信號(hào)實(shí)際使用的信道之間的時(shí)間差為3 ms和4 ms。圖7給出了在30 km/h速度下信道信息時(shí)延對(duì)兩種算法下行接收誤塊率(BLER)性能影響。從圖7可以看到，若以BLER=0.1為參考點(diǎn)，信道信息時(shí)延為3 ms時(shí)，per-RB-MRT算法比f(wàn)ull-BW-EBB算法有約2 dB的SNR增益。但是隨著信道信息時(shí)延的加大，per-RB-MRT算法的性能下降很快，而full-BW-EBB算法則顯示出了較強(qiáng)的魯棒性，信道信息時(shí)延的增加對(duì)其下行接收誤塊率性能影響較小。

圖7 信道信息時(shí)延對(duì)于波束賦形性能的影響

5 結(jié) 論

本文詳述了兩種實(shí)用的下行波束賦形算法，即per-RB-MRT算法和full-BW-EBB算法，并對(duì)這兩種算法的特點(diǎn)以及對(duì)于信道估計(jì)誤差(包括信道估計(jì)精準(zhǔn)度和信道信息時(shí)延)的敏感度進(jìn)行了理論分析和仿真研究。仿真結(jié)果表明，由于加權(quán)粒度較細(xì)，per-RB-MRT算法在上行信道估計(jì)值和下行信道實(shí)際值契合較好的情況下能夠趨于最佳理論性能；而full-BW-EBB算法由于加權(quán)粒度較粗，可以利用相對(duì)穩(wěn)定的信道空間相關(guān)特性，因而能夠在較差的信道環(huán)境中保持性能上較高的魯棒性。本文的仿真結(jié)果對(duì)于實(shí)際場(chǎng)景中的算法選擇有著重要指導(dǎo)意義。在信道條件較好的情況下，即信道為準(zhǔn)靜態(tài)或慢變信道且上行信噪比較高(上行信道估計(jì)較為準(zhǔn)確)時(shí)，采用加權(quán)粒度較細(xì)的per-RB-MRT算法可以得到較好的下行波束賦形的接收性能；而在信道快變，或者上行信噪比較低(上行信道估計(jì)不太準(zhǔn)確)，或者Sounding參考信號(hào)發(fā)送周期較長(zhǎng)的情況下，可以采用加權(quán)粒度較粗的full-BW-EBB算法進(jìn)行下行波束賦形以獲取較高魯棒性的接收性能。

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